PE Driver klucza ogolnie i jego integracja

PE Driver klucza ogolnie i jego integracja Archiwum

  Wszystkie wielkie wynalazki dokonane na Zachodzie są rozwijane i szeroko stosowane. Tranzystory szybko wyparły lampy elektronowe w większości zastosowań ale kineskop i klistron pozostają niezastąpione. Ale technologia wyświetlaczy LCD robi postępy i kineskop prędzej czy później skończy swój żywot. Klistron wydaje się niemożliwy do zastąpienia ( materiałowe ograniczenie krzemu Uce x Ft= 200 VGHz) tranzystorami krzemowymi ( nawet przy równoległym łączeniu wielu wzmacniaczy) ale przecież na krzemie świat się nie kończy.

Dzięki scaleniu technologią mikroelektroniczną wielu tranzystorów w układzie scalonym komputery są coraz szybsze, mają większą pamięć i są coraz tańsze.

Większość urządzeń energoelektronicznych ma alternatywę. Alternatywą do energetycznej linii prądu stałego HVDC z konwerterami tyrystorowymi jest linia prądu zmiennego z ewentualnym ( łączenie sieci asynchronicznych ) konwerterem maszynowym czyli parą silnik i generator synchroniczny wielkiej mocy.

Alternatywą do elektrycznych serwomechanizmów są serwomechanizmy hydrauliczne chociaż ich zastosowanie tam gdzie wymagana jest czystość jest trudne. Robot przemysłowy zastępuje człowieka z ewentualnym manipulatorem mechanicznym. Sterowana komputerowo maszyna CNC zastępuje robotnika wykwalifikowanego.

Sterowanie CNC jest skomplikowane i zbudowane z wielu elementów elektronicznych.

Czego potrzeba do popularyzacji robotów przemysłowych skoro komputery szybko tanieją. Od invertera, których jest 6, małej – średniej mocy oczekujemy że będzie w miarę prosty i tańszy.

O popycie na każdy towar decyduje iloraz funkcjonalności do ceny. Gdy bardzo drogie obecnie roboty przemysłowe stanieją znajdzie się dla nich multum zastosowań

Inverter składa się z części sygnałowej która daje driverom kluczy mocy rozkazy do wykonania. Jest ona możliwa w całości do scalenia w wydajnym mikrokontrolerze w technologii CMOS

Ponieważ napięcia w inwerterze mocy są duże i szybkozmienne to poziom sygnału do górnych kluczy przesuwa się specjalnym układem i podaje do wtórników szybko sterujących klucze mocy. Rozwiązanie to bez izolacji galwanicznej jest możliwe do scalenia i stosowania tylko do napięć <600V i przy małych zakłóceniach powstających na połączeniach kluczy czyli w inverterach małej i co najwyżej średniej mocy. W pozostałych wypadkach stosuje się izolacje galwaniczną specjalnymi szybkimi i odpornymi na potężne zakłócenia transoptorami lub transformatorkami.

Nie wchodząc tymczasowo w szczegóły stwierdzić należy że pożądany prąd wyjściowy drivera klucza (scalonego,dyskretnego lub mieszanego ) może być bardzo duży i wymagana jest duża szybkość jego działania.

Tranzystory mocy ( tylko NPN ) są od lat stosowane w układach scalonych:

-Licznych wzmacniaczach mocy Audio. Mają one coraz większą moc wyjściową i lepsze parametry. Układ Philips „TDA1514A 50 W high performance hi-fi amplifier” ma bardzo dobre parametry. Tranzystory mocy w nim są o Uce=70 i Ic=8A.

-Regulator napięcie +5V typu 7805 ( także na napięcia 8,12,15 i 24V) oraz ujemne napięcie -5V typu 7905 (także na napięcia 8,12,15 i 24V) oraz układy LM317/337 które z dwoma dodatkowymi rezystorami ustalającymi napięcie stabilizują napięcie z przedziału +/-1.25-30V. Prąd obciążenia układów nie przekracza 1A. Ale są regulatory dostarczające prąd 3A a nawet jak LT1038 i LM196/396 prąd 10A a chwilowo do 24A. Wadą dotychczasowych regulatorów jest za duży minimalny spadek napięcia na nich.

-Układach odchylania pionowego do odbiorników TV i TVC. Popularny układ TDA1170 jest już starawy. Układ posiadając zintegrowany podwajacz napięcia zasilania dla okresu powrotu jest energooszczędny

-Driverach (!) do tranzystorów Darlingtona firmy Thomson

-Układ regulatora przetwornicy Flyback Quasi Resonance TDA4601 do sterowania tranzystora wysokonapięciowego SMPS

-Sterownikach silników krokowych i silników BLDC do urządzeń biurowych ( Office Automation ) o prądach do 1A.

National Semiconductor podaje że scalone w układach tranzystory mocy (tylko NPN) mają częstotliwość graniczną Ft około 200-250 MHz a więc są szybkie. W istocie jest to wiele połączonych równolegle małych tranzystorów. Parametry tranzystorów PNP w starej i taniej technologi monolitycznej są słabe a tranzystory PNP porównywalne parametrami do NPN zapewniają dopiero nowe i droższe technologie.

Jakiej wielkości prądu i napięcia drivery są potrzebne do kluczy mocy energoelektroniki ? Jak jest pożądana szybkość ich pracy ? Czym powinny się one charakteryzować.

Stosowne informacje o kluczach są podane w katalogach i Notach Aplikacyjnych producentów kluczy. Przyjęto ( domyślenie) podawać parametry półprzewodników w typowych ich zastosowaniach, jeśli są to elementy dedykowane. Dla wysokonapięciowego tranzystora BU208 ( w obudowie TOP3 oznaczony BU508 ) warunki pomiarów przypominają stopień końcowy odchylania poziomego odbiornika z kineskopem 26 cali choć w katalogach nic o tym nie ma. Podstawowym zastosowaniem tego tranzystora jest stopień H-Out chociaż może być też stosowany w zasilaczach impulsowych.

1.Tyrystory wyłączalne GTO.

Nowoczesny wyłączalny bramką tyrystor GTO BTS59 koncernu Philips (osobno omówiony, w każdym GTO występuje przy wyłączaniu mocno stratne przeciąganie prądu anodowego ) w obudowie TOP3 ( SOT-93 ) jest na prąd średni Itav=15A ( jest zatem w inwerterze znacznie mocniejszy niż tranzystor o Ic=15A), prąd wyłączany maksymalny wynosi 50A ale tyrystor toleruje niepowtarzalny impuls prądu przeciążenia 100A ale oczywiście bez możliwości wyłączenia bramką. Rodzina ma napięcia maksymalne 850 /1000 / 1200 V. Z wykresów wynika że obszar bezpiecznej dynamicznie pracy ( bardzo ważne ! ) jest tym większy im większe jest szybko podane ujemne napięcie do bramki przy jak najmniejszej indukcyjności połączeń ale nie jest rekomendowane napięcie wyższe od 10V jako że przy przebiciu lawinowym bramka absorbuje energie z indukcyjności rozproszenia. Jeśli sterownik bramki jest na płycie PCB umieszczony w miarę blisko tego GTO to bezpiecznie można stosować napięcie -12V.

Przy wyłączaniu ( Vgr=10V i Lg=0.5uH ) prądu anodowego 10A prąd bramki sięga 10A a przy 50A sięga 17A. Zatem względnie szybki tranzystor bipolarny BUV26 o Ic=12A w podanym przez Philipsa układzie testowego drivera jest za słaby i driver nie wykorzystuje możliwości tego GTO ! Tylko przy szybkim „brutalnym” wyłączeniu istnieje realna ochrona zwarciowa tyrystora przed zniszczeniem. W inverterze napięciowym błędne - awaryjne załączenie w półmostku drugiego GTO bez wyłączenia pierwszego klucza powoduje szybkie narastanie prądu anodowego a czas nasycenia ts chronionego tyrystora wynosi 0.6 uS. Przy uszkodzeniu i zwarciu tyrystora załączanie musi być momentalnie wycofane i zamienione w wyłączania - żaden tranzystor w driverze nie może więc być nasycony bo to daje czasy martwe.

Zatem driver ma ekstremalnie szybko dostarczyć ujemny prąd bramki maksymalnie trochę ( 20-70%) większy niż Itav. Z punktu widzenia wyjścia scalenie drivera do tego tyrystora BTS59 jest wykonalne.

Domeną zastosowań tyrystorów GTO są jednak duże i wielkie moce.

Zatem dla dużego GTO o Itav=1000A driver bramki musi być na szczytowy prąd 1000-1500A. Scalenie jego jest jest jeszcze absolutnie niemożliwe Driver taki można łatwo wykonać na tranzystorach Mosfet. Tranzystor IRFZ40 w małej obudowie TO220 o Uds=50V ma Id=35A ale dopuszczalna wartość impulsowa prądu wynosi 160A. Dla niezawodności zastosujmy 12-20 równolegle ( ale dla circa 3 tranzystorów osobny driver końcowy bramki ) połączonych takich tranzystorów. Można założyć że IR wypuści lepsze – mocniejsze tranzystory i wystarczy ich 6-10 sztuk. Średnia moc strat w tranzystorach jest niewielka ( częstotliwość modulacji potężnych GTO PWM jest zawsze mniejsza od 1 KHz) i tranzystory Mosfet gęsto upakowane nie zajmą dużo miejsca na PCB.

Minimalny prąd bramki załączający każdy egzemplarz GTO BTS59 w ujemnej temperaturze wynosi 300 mA ale dla zmniejszenia strat mocy przy załączaniu wskazany jest początkowy forsujący (1-1.5 uS) impuls wartości conajmniej 1A. Sam impuls wyzwalający bez podtrzymania nie wystarczy jako że może być podany w momencie gdy będzie przewodzić dioda antyrównoległa do GTO a prąd obciążenia dopiero zmieni znak.

Zatem dla dużego GTO o Itav = 1000 A forsowany impuls załączający bramkę winien mieć circa 50 A i spaść do 5 A. Potrzebny jest mocny zasilacz dla takiego drivera. Temat rozważono osobno. Już załączenie 12-20 równolegle (niedługo 6-10 sztuk a później mniej ) połączonych tranzystorów Mosfet wyłączających potężny GTO nie jest łatwe i można będzie użyć do tego monolitycznego drivera. Właściwie sterowane Mosfety mocy są bardzo szybkie i z tym nie ma problemu. Problemem jest nisko - indukcyjne połączenie drivera z GTO.

Jaka jest wymagana inteligencja drivera GTO ? To zależy od mocy GTO i jego ceny. Szybkie japońskie GTO na prąd średni Itav=1000A i szczytowe napięcie 3000V kosztują 1/5 tego co średniej klasy samochód osobowy !

Zatem driver małego GTO przy awaryjnym przeciążeniu może się zablokować na czas rzędu 20 ms do lokalnego ostygnięcia struktury aby bezpiecznie móc podjąć pracę jeśli tego żąda rozkazodawca choć raczej nie powinien. Natomiast driver potężnego GTO musi się zablokować i podać w stronę rozkazodawcy informacje o blokadzie. Zbyt szybkie operacje jako niedozwolone i niebezpieczne musi zignorować i powiadomić o tym rozkazodawce. Driverowi nie wolno podjąć pracy przy zbyt niskim napięciu zasilającym go - Under Voltage Lock Out czyli UVLO.

Przy dużych prądach szybki sensor jest kłopotliwy i sygnałem sytuacji awaryjnej jest brak typowego spadku napięcia na załączanym GTO lub zbyt szybkie narastanie prądu di/dt. Tą metodę detekcji sytuacji awaryjnej czyli braku saturacji w czasie akcji włączania lub desaturacji można stosować do każdego wyłączanego klucza !

2.Tranzystory Darlingtona

Tranzystory wysokonapięciowe mają małe wzmocnienie i wykazują efekt quasisaturacji i powolnego wchodzenia po quasinasyceniu w nasycenie. Model ładunkowy tranzystora dość dobrze wyjaśnia zjawisko powolnego przechodzenia przez quasinasycenie w nasycenie. Parametr Ucesat_dyn pokazuje napięcie nasycenia tranzystora po określonym czasie. Sterowany z forsowaniem nowoczesny tranzystor Darlingtona na napięcie Uceo=450 w nasycenie ( szczegóły podano osobno ) po quasi nasyceniu wchodzi po około 5 us. Wszystkie bipolarne klucze są tym wolniejsze im większe jest ich napięcie Uceo. Wszystkie klucze bipolarne są mocno stratne dynamicznie.

Panuje konsensus co do tego że przy załączaniu należy stosować forsowanie a tranzystory nie powinny być nasycane ( tylko pozostawać w granicznym quasinasycenie) to znaczy powinny być tak sterowane aby Uce=Ube. Układ przeciwnasyceniowy w driverze z reguły daje też dynamiczne forsowanie prądu bazy. Ogranicza też straty mocy w driverze.

Dla dwustopniowego tranzystora Darlingtona ( Darlingtony na duże napięcia 700-1000V są już trzystopniowe) General Electric typu D66V5 o Ic=50A i Uceo=500V dla Ic=50A ma przy załączaniu Ib1=2.5A czas narastania prądu Tr=0.65us zaś przy wyłączaniu Ib2=-5A czas opadania prądu wynosi tf=0.6 us. Tranzystor jest więc dość wolny. Przy napięciu Uce=300V ( czyli w zwarciu ) prąd narasta z szybkością około 200A/us a więc czasu na awaryjną reakcje ochronną jest niewiele.

Przy napięciu Uce=5V wzmocnienie stałoprądowe przy Ic=50A jest w przedziale 50-300 a napięcie nasycenia przy Ib=4A wynosi 1.4V. W przypadku gdy Uce=Ube ( takie sterowanie tranzystor ma przy sterowaniu driverem z antynasyceniem po początkowym forsowaniu) wzmocnienie wynosi 30-100 razy. Driver z antynasyceniem oszczędnie dozuje prąd bazy szczególnie przy małych prądach kolektora i zapewnia dużą dyspozycyjność klucza mocy bowiem klucz bez nasycenia można szybko wyłączyć. Ma to duże znaczenie dla maksymalnej głębokości modulacji PWM.

W pokazanym układzie testowym GE w driverze pracuje komplementarna para tranzystorów D44VH1 / D45VH1 w obudowach TO220 o Ic=15 i Uceo=30V. Tranzystory tej rodziny są dość szybkie i mają dobre wzmocnienie prądowe ale niestety mają bardzo wąski obszar pracy bezpiecznej SOA co jednak w tym zastosowaniu nie ma znaczenia.

Zatem driver wysokonapięciowego Darlingtona winien dostarczać prąd załączający 5-10% nominalnego Ic do momentu osiągnięcia quasi saturacji i następnie dostarczać znacznie mniejszy prąd podtrzymujący tak aby Uce=Ube. Maksymalny prąd wyłączania winien wynosić circa 10% Ic.

Zatem wykonanie scalonego drivera dla Darlingtonów w inwerterze nie jest problemem nawet obecnie.

N.B. W Europie jest produkowanych mało szybkich tranzystorów nadających się do szybkich driverów kluczy mocy. Popularne i tanie komplementarne tranzystory BD131-132 o Ic=3A i Uceo=45V mają częstotliwość Ft=60 MHz ale spadającą wraz z prądem kolektora. Lepsze w przełaczaniu tranzystory niskonapięciowe BD329-330 o Uceo=20V i Ic=3A mają częstotliwość Ft=100 MHz i duże wzmocnienie prądowe. Nie ma nawet odpowiedników rodzin tranzystorów D44 i D45 koncernu GE.

Pytanie o ilość stopni kaskady komplementarnych lub quasikomplementarnych wtórników emiterowych ale też Darlingtonów dla uzyskania określonej szybkości narastania /opadania impulsu jest nie trywialne.

W układach wielkiej skali integracji wewnętrzne tranzystory są maleńkie i nie mają zdolności sterowania poprzez piny układu ścieżkami płytki drukowanej o rezystancji falowej ca 90 Ohm. W układach CMOS stosuje się kaskadę inverterów z coraz większymi tranzystorami. Najszybsza jest kaskada gdy iloraz powierzchni tranzystorów kolejnych inverterach wynosi e=2.72... czyli liczbę Eulera. Łatwo zauważyć że w szybkich driverach z kaskadą komplementarnych wtórników gdy tranzystor końcowy jest na 3 A to sterujący go na 1A.

Ogromne postępy w elektronice i w energoelektronice poczyniła Japonia. Koncern Mitsubishi produkuje kompletne moduły mostów trójfazowych do inverterów z tranzystorami Darlingtona. Tym bardziej aktualny jest problem scalenia driverów i nie tylko driverów !

Schematy driverów kluczy - Darlingtonów omówiono na przykładzie serwomechanizmu Seidel i radzieckiego falownika Razmer 2.

Dyskretne drivery stosują tranzystory NPN i PNP i podobnego schematu nie można scalić starą technologią monolityczną z bardzo słabymi tranzystorami PNP.

Zachodnia Europa coraz mocniej odstaje ( a co dopiero RWPG ) w mikroelektronice od światowych liderów. Francuski Thomson produkuje scalony driver do Darlingtonów typu UAA4002. Nie jest to raczej produkt udany a jego schemat wewnętrzny nie jest ujawniony.

3.Tranzystor IGBT.

Koncern GE katalogowe tranzystory IGBT oferuje od 1985 roku. Jest to element zupełnie nowy i dynamicznie się rozwijający. Wydaje się że będzie to wół roboczy energoelektroniki do czasu odkrycia (?) nowego rodzaju tranzystora i użycia lepszych materiałów niż krzem.

W tranzystorach IBGT podobnie jak w tyrystorach GTO występuje przeciąganie prądu i tradycyjnie definiowany czas zanikania prądu Tf jest bezużyteczny. Producenci podają miarodajną energie impulsu strat przy wyłączaniu lub równoważny energetycznie czas opadania.

Tranzystory IGBT produkowane są w dwóch wersjach: szybkiej o małym wzmocnieniu „tranzystora PNP” i wolne o dużym wzmocnieniu. Gęstość prądu tranzystora IGBT wolnego jest kilka razy większa niż szybkiego i stąd różnica w cenach.

GE oferuje tranzystory IGT6D21 i IGT6E21 o Uce=400/500V i prądzie gorącego tranzystora 20A a zimnego 32A. Przy sterowaniu bramki tranzystora przełączającego prąd 20A napięciem 0/15V czas narastania prądu wynosi tr=150 ns przy Rg=33.3 Ohm a równoważny czas opadania tf=600 ns przy Rg=100 Ohm. Prądy sterowania bramki są więc małe: +0.45A i -0.15A. Nie wiadomo dlaczego tranzystor w układzie testowym jest powoli wyłączany i czy szybsze wyłączanie jest zabronione z jakiegoś względu. Katalog tego nie wyjaśnia. O ile tranzystory Mosfet sterowane są napięcie bramki 10V to jest ono za małe dla tranzystorów IGBT. Scalone drivery w technologii CMOS firmy International Rectifier mają za niski próg układu UVLO dla tranzystorów IGBT i system sygnałowy invertera musi to wziąć po uwagę dla pełnego bezpieczeństwa.

Co do zasady bramka tranzystora IGBT jest nieliniową pojemnością tak samo jak bramka Mosfeta. Jedyna różnica wynika z tego że tranzystor IGBT do bezpiecznego, głębokiego załączenia potrzebuje napięcia 15V czyli większego niż Mosfet

4.Tranzystor Power Mosfet.

Koncerny japońskie w 1975 roku wypuściły odmianę tranzystora JFET jako duże struktury tranzystora mocy VFET. Oczywiście w strukturze połączonych jest wiele tranzystorków Mankamentem tranzystorów VFET jest ich trudna i nietypowa technologia produkcji skutkująca małym uzyskiem i wysokimi cenami. Ich produkcje podjęto tylko w Japonii, której koncerny zastosowały te tranzystory m.in. w znakomitych wzmacniaczach akustycznych całkiem dużej mocy. Tranzystory te zastosowano też w pionierskim „cyfrowym” wzmacniaczu z modulacją PWM o częstotliwości 500 kHz, Sony TAN-88. Tranzystory VFET nie mają antyrównoległej pasożytniczej diody i nie wymagają antyrównoległej diody co jest ich zaletą. Wzmacniacz ten o dekady wyprzedził swoje czasy. Miał jednak prohibicyjną cenę. Czasy przełączania VFET-ów w TAN-88 są poniżej 20-30 ns. Bramki tranzystorów są sterowane napięciem 0/-43 V (dla typu N a napięcie dodatnie dla komplementarnego typu P ) a więc bardzo dużym. Cały driver jest genialny ! W części końcowej zastosowano dwa kaskadowe komplementarne wtórniki emiterowe.

Wyjściowe komplementarne tranzystory drivera 2SC1173 i 2SA473 o Ic=3A, Ft=100MHz mają katalogowe napięcie Uceo=30V czyli dużo za małe w tym układzie. Są wyselekcjonowane na Uceo jako że tranzystory na wyższe napięcie Uceo mają z kolei mniejsze Ft. Układ TAN-88 jest obszernie omówiony osobno jako że na to w pełni zasługuje.

Przy okazji zwróćmy uwagę na to że częstotliwość Ft bipolarnych tranzystorów mocy szybko maleje przy dużych prądach kolektora co rzadko pokazywane jest na wykresach. Częstotliwość Ft wysokonapięciowego tranzystora BU208 do stopnia H-Out przy małym prądzie kolektora wynosi 7Mh by przy dużym prądzie spaść poniżej 1 MHz.

Tranzystor Mosfet znany jest od 1959 roku. Bardzo szybko użyto go w układach scalonych. Amerykańska firma International Rectifier stosując technologie używaną do produkcji układów scalonych MOS w 1976 roku wypuściła pierwsze tranzystory Mosfet mocy nazywając je od sześciokątnego kształtu elementarnej komórki tranzystora HexFet. Zaletą Mosfeta jest jego technologiczność i wysokie uzyski produkcyjne. Początkowo tranzystory miały cenę nowości ale już z przystąpieniem do produkcji Siemensa ( jego nazwa to SIPMOS czyli Siemens Power Mosfet ) i innych koncernów ceny zaczęły spadać. Obecnie wszystkie światowe koncerny półprzewodnikowe produkują tranzystory Mosfet mocy. Perspektywy rozwoju przed Mosfetami są bardzo dobre dlatego ze do ich produkcji używane są wycofywane z produkcji mikroprocesorów pamięci i układów peryferyjnych technologie już za mało dla nich rozdzielcze.

W odróżnieniu od przyrządów bipolarnych w Mosfetach w obszarze aktywnym ( czyli sterowanym bramką przy Uds>0 ale bez przebicia lawinowego ) w akcji biorą udział tylko nośniki większościowe z czego wynika duża częstotliwość graniczna tych tranzystorów.

Pozytywnie odróżnia tranzystory Mosfet od tranzystorów bipolarnych bardzo szeroki obszar pracy bezpiecznej SOA.

IR zastosował bardzo prosty kod dla oznaczania swoich tranzystorów. Oznaczenia te stosują też drudzy naśladowczy producenci. Początkowe cyfry 1,2,3,4 oznaczają obudowę TO3 zaś cyfry 5,6,7,8 obudowę TO220. Podstawowe ( najlepsze przyrządy mają trzecia cyfrę zero) mają napięcie Uds=100 dla początkowych cyfr 1 i 5, 200V dla 2 i 6, 400V dla 3 i 7 oraz 500V dla 4 i 8.

Druga cyfra oznacza wielkość struktury - chipa w milicalach:

1 - 91 x 69

2 - 137 x 87

3 - 175 x 115

4 - 227 x 170

5 – 257x 257

Ale największe struktury rozmiaru 5 ( to jest 6.3 x 6.3 mm a więc całkiem sporo ) montowane są tylko w obudowie TO3 bowiem obudowa TO220 jest dla nich za mała. Zatem typ IRF740 to tranzystor na napięcie 400V ze strukturą rozmiaru 4 w obudowie TO220. Tą samą strukturę ma w obudowie TO3 typ IRF340. Cena chipu i tranzystora zależy od wielkości chipu i rodzaju obudowy.

Trzecia cyfra 1 oznacza typ o zmniejszonym napięciu w stosunku do typu podstawowego o cyfrze zero, 2 o zwiększonej oporności Rdson a 3 o zmniejszonym napięciu i zwiększonej oporności. Pochodzą one z selekcji poprodukcyjnej i jako gorszy gatunek raczej nie należy ich bez konieczności stosować. Później IR dodał linie o napięciu 600V ale o niealgorytmicznym oznaczeniu.

Moc tranzystora Mosfet firmy IR jako przełącznika (jest to kwadrat Uds podzielony Rdson) początkowo rośnie wraz z napięciem i osiąga maksimum dla typu 400V. Typ o napięciu 500V jest nieznacznie gorszy a typ o napięciu 600V znacznie gorszy a typ na napięcie 800 jest beznadziejny. Taka jest uroda tranzystorów Mosfet jako przełączników. W europejskim zasilaczu impulsowym flyback trzeba zastosować tranzystor na napięcie conajmniej 600V podczas gdy w USA z napięciem sieciowym 117Vac wystarczy wydajniejszy typ na napięcie 400V.

Tranzystor bipolarny na napięcie Uceo=400V ma około 40% mniejszą strukturę niż tranzystor Mosfet na to napięcie o takiej samej mocy przełączanej. Przy wyższym napięciu przewaga ( w tym parametrze) tranzystora bipolarnego jest jeszcze większa. Dodać należy ze tranzystor bipolarny jest wykonany tańszą technologią o mniejszej rozdzielczości ale to przestaje mieć znaczenie. Tranzystor bipolarny jest wolny na tle Mosfeta.

Pierwsza cyfra 9 w kodzie IR oznacza tranzystor P a nie N. Typ IRF9540 jest komplementarny do IRF540 ale ma znacznie większą oporność Rdson niż typ N. Na komplementarnej parze tranzystorów Mosfet można zbudować wzmacniacz mocy Audio. IR daje w katalogu na 1982-83 roku schemat takiego wzmacniacza ale o miernych parametrach no bo układ jest mierny a wręcz kompromitujący.

Mosfety mają dużo zalet ale rozpocznijmy od wad. Tranzystor bipolarny także Darlingtona i tyrystor GTO i tranzystor IGBT nie mają diody antyrównoległej ale w procesie monolitycznym łatwo jest wolną (!) diodę uzyskać w Darlingtonie. Toteż często w obudowie montuje się „hybrydowo” antyrównoległą szybką diodę dla Darlingtonów i tyrystorów GTO przeznaczonych do układów z PWM.

Natomiast tranzystor Mosfet zawsze ma zintegrowaną „diodę” antyrównoległą. Ta dioda to faktycznie tranzystor NPN o małej oporności między B-E pracujący inwersyjnie z czego wynika ze wraz ze wzrostem napięcia nominalnego Mosfeta ta dioda robi się okropnie wolna i bardzo niebezpieczna przy próbie jej szybkiego wyłączenia ( duża stromość wstecznego prądu i napięcia ) bowiem pasożytniczy tranzystor NPN daleko poza swoim obszarem bezpiecznej pracy SOA po prostu się niszcząco drugo przebije. W tranzystorach na małe napięcie dioda jest dość szybka a dodatkowo może być zbocznikowana wysterowanym bramką przewodzącym tranzystorem Mosfet.

Pasożytnicza „dioda” a faktycznie tranzystor NPN może się nawet otworzyć przez pojemność Cdg między D a B tego tranzystora przy bardzo szybkim wyłączeniu tranzystora Mosfet bramką jeśli szybkość narastania du/dt nie jest zewnętrznie ograniczona !

Producenci poszli w kierunku zmniejszenia oporności między B-E pasożytniczego tranzystora – diody a nawet zwarcia B-E.

IR podaje odporność na energie (przy określonym wyłączanym prądzie ) przebicia lawinowego tej „diody” w Mosfetach. Obecnie jest już ona tak duża że nie ogranicza standardowych zastosowań tranzystora. Odporność na przebicie lawinowe jest różna dla producentów ! Autor badając użyteczność tranzystorów Mosfet do zapłonu samochodowego stwierdził że tranzystor firmy IR doskonale toleruje awaryjną ( przy braku iskry na świecy zapłonowej) energie avalanche która przebija typ Siemensa pozornie mocniejszy.

Diodę antyrównoległa Mosfeta można w półmostkach ( mostek jednofazowy to dwa półmostki a trójfazowy trzy ) używać tylko do typów maksymalnie na 100V. Powyżej tego napięcia trzeba dać szeregową do Mosfeta diodę odcinającą i dopiero szybką diodę antyrównoległą co jest bardzo kłopotliwe i kosztowne.

W niskonapięciowych półmostkach tranzystor Mosfet musi być jak najdłużej załączony aby mostkować swoją pasożytniczą diodę aby ta nie gromadziła ładunku. Czas między zdjęciem sterowania bramką jednego tranzystora półmostka a wysterowaniem drugiego musi być bardzo mały ( bowiem zaczyna przewodzić antyrównoległa dioda i akumulować ładunek ) a najlepiej zerowy aby dioda zmagazynowała jak najmniejszy ładunek co przełoży się na delikatne i niskostratne a nawet bezstratne jej wyłączenie. Dla realizacji takiej strategi drivery wraz z Mosfetami muszą być szybkie i stabilne cieplnie.

Tam gdzie wymagana jest praca przełączników z dużymi częstotliwościami operacji ( na przykład PWM 500 KHz ) tranzystor Mosfet jest bezkonkurencyjny. Natomiast przy niskiej częstotliwości modulacji PWM rzędu 3-4 KHz Mosfet ustępuje przełącznikom bipolarnym przy napięciach powyżej 200-400V. Tranzystor Mosfet jest potencjalnie doskonały przy małych napięciach zasilania systemu.

N.B. Tranzystor MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) został wynaleziony przez Mohameda Atalla i Dawon Kahnga w Bell Labs w 1959 roku. Fizyk Atalla dokonał szeregu niezwykle ważnych wynalazków. Mimo tego nazwiska wynalazców są prawie nieznane w świecie mimo niesamowitej wagi ich wynalazków. Pierwsze tranzystory P i N wykonali w technologi 20 um z możliwością ich scalania ale Bell Labs zupełnie nie był wtedy zainteresowany układami scalonymi. Katastrofalny błąd był kosztowny w skutkach dla ATT.

W teorii tranzystora Mosfet nie ma odpowiednika napięcia Ube tranzystora bipolarnego, które przy normalnych prądach jest >0.6V. Wykonany wysokorozdzielczą technologią układ CMOS może być na napięcie 1 V !

Przy zastosowaniu Mosfeta jako klucza mocy normą jest podawanie do bramki napięć 0/10V. Pojemność Cgs jest silnie nieliniowa i ładunek bramki załączonego tranzystora szybko rośnie z napięciem bramki Ugs. Z tego względu niecelowe i szkodliwe ( rośnie czas martwy przy wyłączeniu ) jest podawanie napięć bramki powyżej 10V poza przypadkami impulsowego załączania bardzo dużych prądów do czego Mosfet jest bezpiecznie zdolny.

Szkodliwa pojemność bramka - dren Cgd jest duża i silnie nieliniowa. Producenci modyfikują technologie aby tą pojemność zmniejszyć. Dla uniknięcia nawet niewielkiego załączania tranzystora Mosfet w półmostkach prąd wyłączania bramki musi być 1.5-5 razy większy od prądu załączania bramki. Pożądaną wielkość prądów bramki ustala się rezystorami Rg w bramkach.

Oporność wewnętrzna bramki jest mała i przy równoległym połączeniu tranzystorów Mosfet może powstać symetryczny generator na zakres VHF gdzie indukcyjnościami są indukcyjności ścieżek PCB i wyprowadzeń tranzystorów a pojemnościami pojemności wewnętrzne tranzystorów. Nawet niewielkie rezystory Rg w szereg z bramką eliminują oscylacje.

Wymagany prąd bramki Mosfeta dostarczony przez driver jest proporcjonalny do wielkości struktury tranzystora i wymaganej szybkości operacji. Standardem jest komplementarny wtórnik emiterowy a przy dużych wymaganych prądach bramki ( lub bramek przy łączeniu równoległym Mosfetów ) kaskada dwóch wtórników. Bardzo dobrze we wtórnikach sprawują się popularne i tanie tranzystory komplementarne BC328-338 lub 327-337 lub 2N2222 i 2N2907. Te drugie są szybsze ale mają niestety trochę mniejszy prąd kolektora. Wykonania w obudowie plastikowej są znacznie tańsze niż w metalowej. Wydaje się że udane scalone drivery półmostków Mosfetów IR szybko wyprą rozwiązania dyskretne. Mosfety mogą być w zasilczach sterowane transformatorkami bramkowymi. Szybkość ogranicza szkodliwa indukcyjność rozproszenia transformatorka.

Rozwiązania dyskretnych driverów Mosfetów omówiono na przykładzie urządzenia UPS.

5.Tyrystor

Przed przejściem do meritum sterowania tyrystorów parę uwag ogólnych.

Tyrystor został odkryty w Bell Laboratories ( tam też odkryto tranzystor bipolarny i Mosfet ) potężnego koncernu AT&T a spopularyzowany przez koncernu General Electric w 1957 roku, który podjął produkcje tyrystorów. Koncern ten w gospodarce amerykańskiej pełni taką rolę jak potężny koncern Siemens w gospodarce niemieckiej. Są to narodowe koncerny elektrotechniczne. Organizują one wokół siebie duża część gospodarki i faktycznie ją modernizują. Są oczkiem w głowie rządów. Znane nazwiska z książek techniki tyrystorowej to wszystko pracownicy działu naukowo – badawczego General Electric.

Początkowo tyrystory produkowano technologią stopową a później też planarną. Gospodarka USA bardzo szybko przeszła z zawodnych tranzystorów germanowych na krzemowe i technologie planarną. Tyrystorów germanowych nigdy nie produkowano. Produkcje prostych tyrystorów szybko opanowano w całym cywilizowanym świecie. Oferowano coraz mocniejsze przyrządy. Już w latach sześćdziesiątych pojawiły się tyrystory w których duży chip jest z obu stron chłodzony w obudowie dyskowej. Szwedzka Asea w 1967 dla sterowanego fazowo prostownika do lokomotywy zasilanej z sieci 25KVac-50Hz ( napięcie jest w lokomotywie obniżone transformatorem ) zastosowała tyrystory tolerujące przepięcie 6 KV !

Gęstość prądu w zwykłych ( to znaczy nie szybkich i nie GTO wykonanych technologią planarną z rozwiniętą bramką ) tyrystorze jest tylko o 30% mniejsza niż w diodzie. Są to więc elementy tanie jak na swoją załączaną moc.

Koncerny od razu uruchomiły u siebie lub w innych współpracujących firmach produkcje całego ich otoczenie jako standardowe produkty: radiatory ( także miedziane chłodzone zdemineralizowaną wodą dla dużych mocy oraz osprzęt hydrauliczny z teflonu ) z mechanicznymi akcesoriami, szybkie bezpieczniki, kondensatory komutacyjne i do gasików – snubberów oraz dławiki komutacyjne, rezystory mocy do 200W do gasików, transformatorki bramkowe, warystory i diody lawinowe oraz diody Zenera mocy, tranzystory jednozłączowe i diaki oraz tyrystory wyzwalane światłem światłowodem lub w jednej obudowie z diodą LED jako optotyrystory i optotriaki.

General Electric szybko udostępnił też know – how tyrystorów z licznymi przykładami: „SCR manual, nth edition, Syracuse N.Y. General Electric Co”, gdzie nth oznacza kolejne edycje. Ostatnia znana autorowi 5 edycja jest z 1972 roku a pierwsza była z 1959 roku.

Dygresja.

W 3 edycji tej książki podano już schemat choppera w układzie Jonesa do regulowanego zasilania silnika prądu stałego DC z akumulatora na przykład do elektrycznego samochodzika czy sztaplarki. Obok schematu jest wykaz wszystkich użytych elementów wraz ze wskazaniem producentów i konkretnego oznaczenia elementu aby bez problemu zamówić wszystkie elementy. Oczywiście nie wskazano producentów zwykłych oporników i kondensatów czy diod. Przykładowo transformatorek bramkowy jest dużej firmy Pulse Engenering. Inżynier amerykańskiej firmy konstruujący taki lub podobny napęd da książkę z wykazem elementów sekretarce aby zamówiła dwa ( na wypadek uszkodzenia prototypu ) komplety elementów w firmach. Dostawcy raczej nie wystawią rachunków wiedząc że chodzi o budowę prototypu (o pozyskanie klienta) i dostarczą próbki gratis jesli nie jest to coś drogiego gdy opłaci się już pisać rachunek i płatność obsłużyć księgowością. W mniejszej firmie inżynier sam będzie musiał listy do firm napisać na firmowym papierze. Korespondencje można też szybko wysłać faxem. Po kilku dniach kurier lub poczta dostarczy zamówione próbki.

W czasopismach poświęconych elektronice często są zamieszczane „Bussines Replly Card” czyli karty pocztowe przeznaczone do wydarcia, które zainteresowany wysyła do firmy której elementy są akurat omówione w numerze czasopisma. Zainteresowany otrzymuje firmowe publikacje z reguły książki i próbki elementów. W koncernie czy dużej firmie obsługa tych kart jest rutynowa i zdarza się że dostaje się książki i próbki od amerykańskich firm mimo iż formalnie jest to zabronione trwającym embargiem ale Amerykanin nie zawsze kojarzy Polskę i może nie pamiętać wykazu wrogich krajów. Może wiedzieć że jest to Europa a Polakami byli Pułaski i Kościuszko, którzy mają pomniki i są uznani w historii. Przesyłki takie często są kradzione na poczcie polskiej.

Zatem zbudowanie takiego układu w USA jest od strony dostępności do elementów trywialne. Można go modyfikować do potrzeb - danego prądu i napięcia, sterowania... Wystarczy miernik uniwersalny, oscyloskop...

Schemat ten został umieszczony w dwóch polskich książkach ale bez wykazu elementów i bez wskazania źródła ! Co gorsza nie podano nawet wartości zwykłych rezystorów i kondensatorów.

To przykład tego jak zachodnie koncerny organizują gospodarkę. Zlecają produkcje firmom i wskazują klientom te firmy. Udostępniają wiedzę – książki i publikacje dl agrona współpracowników oraz próbki. Czynią opracowanie prototypu prostym lub trywialnym.

GE w książce nie podaje złożonych schematów trójfazowych prostowników/ inverterów do serwo napędów ale i tak jego przykłady są bardzo użyteczne.

General Electric słusznie nazwał tyrystor jako SCR = „Silicon Controlled Recyfier” sugerując sterowanie fazowe z napięciem sieciowym jako że to zastosowanie dominowało i nadal dominuje.

Później pojawiły się znacznie droższe tyrystory szybkie do falowników i inverterów.

Tyrystor jest wyzwalany bramką natomiast zdolność blokowanie uzyskuje po czasie tq od zaniku prądu lub podania ujemnego napięcia anodowego.

Załączający ładunek elektryczny podany do bramki tyrystora spada wraz ze skracaniem impulsu do pewnej wartości. Dla tyrystorów niskonapięciowych czas optymalnego impulsu największej czułości ładunkowej wynosi około 0.2 us a dla tyrystorów wysokonapięciowym 2 us a nawet więcej. Szerokość tych impulsów jest niekrytyczna. Dla małego niskonapięciowego tyrystora czułość ładunkowa wynosi poniżej 2 nc czyli 2 nano kulomby. Czułość jest zatem spora. W praktyce stosowane są dłuższe i mniejsze impulsy bowiem ładunek załączania jest zwykle bez znaczenia natomiast uzyskanie krótkich i silnych impulsów kosztuje.

Typowy wyzwalający prąd bramki dla tyrystora C106 4A/600V koncernu GE wynosi 20 uA ale bez bocznikowania G-K tyrystor sam wyzwala się przy podwyższonej temperaturze i i toleruje tylko znikomą szybkość narastania napięcia du/dt. Zatem w urządzeniu mikromocowym złącze G-K wymaga aktywnego blokowania.

Przy podaniu dodatniego prądu do bramki przy ujemnym napięciu anody tyrystor oczywiście się nie wyzwoli ale ma wzmocnienie około 0.5 raza do znaczy ma wtedy dużą upływność wsteczną i w tyrystorze z nierozwiniętą bramką punktową wydziela się punktowo moc strat co może przy dużym napięciu wstecznym doprowadzić do jego uszkodzenia. Dawniej stosowano przy bramce kłopotliwy układ blokujący a później stosowano wyzwalanie krótkimi, powtarzanymi ( tyrystor oczywiście załączy się dopiero przy dodatnim napięciu anodowym) impulsami. Najlepiej aby układ sygnałowy w ogóle nie podawał impulsu wyzwalania na bramkę gdy napięcie anodowe jest ujemne ale nie jest czasem to takie proste a z kolei układ przy bramce jest niepraktyczny i wymaga rezystora na pełne napięcie anodowe.

Prąd zwarciowy tyrystora winien być ograniczony indukcyjnością sieci zasilającej oraz indukcyjnością rozproszenia transformatora lub dławika komutacyjnego do wartości tolerowanej przez tyrystor. Specjalne bezpieczniki topikowe oraz szybkie bezpieczniki automatyczne pewnie chronią tyrystory sieciowe.

W sześciopulsowych napędowych układach nawrotnych dwa sześciotyrystorowe mostki trójfazowe są połączone antyrównolegle. Mostki operują rozłącznie w czasie. Załączenie tyrystorów obu mostków oznacza zwarcie międzyfazowe. Aby nawet przy ekstremalnie wysokiej temperaturze nie nastąpiło zakłóceniowe załączanie stromościowe du/dt biernych tyrystorów przy załączaniu aktywnych tyrystorów G-K tyrystorów są bocznikowane równoległym dwójnikiem RC.

Efektywność antyzakłóceniowa i skracająca czas wyłączenia tq rezystora lub dwójnika G-K oraz ujemnej polaryzacji G-K zależy od rozwinięcia bramki. Ujemną polaryzacje bramki stosuje się w tyrystorach GATT które nie zyskały popularności.

Skuteczność rezystora G-K na zakłóceniowe załączanie stromościowe du/dt pokazano na przykładzie tyrystora BT152.

Współcześnie najmocniejsze tyrystory ( grupy phase control ) stosuje się w układach transmisji wielkiej mocy prądem stałym HVDC.

Każdy funkcjonalny „tyrystor” przekształtnika to kilkadziesiąt (mniej niż sto) połączonych szeregowo potężnych tyrystorów dyskowych. Z uwagi na ogromne napięcia, wyzwalające impulsy światła podane są światłowodami. System ma co najmniej dwie redundancje. System ma zapas napięciowy i po przebiciu- uszkodzeniu jednego tyrystora reszta ma wystarczający margines napięcia. Miedzy G-A tyrystora włączona jest dioda Zenera ( razem z szeregową diodą odcinającą w kierunku zaporowym) załączająca tyrystor przy uszkodzenie systemu bramkowego i braku impulsu załączającego gdy prawidłowo załączają się pozostałe tyrystory i podskakuje napięcie na tyrystorze z uszkodzonym wyzwalaniem. Sam tyrystor może mieć charakterystykę lawinową i wyzwalająca dioda Zenera jest wtedy zbędna. Każdy tyrystor w połączeniu szeregowym przy napięciu wstecznym jest chroniony gasikiem RC gwarantującym dobry podział napięć między tyrystory z rezystorem mocy i warystorem. Stos szeregowych tyrystorów może mieć wysokość ponad 10 metrów. Przekształtniki i transformator sieciowy stoją w dużej hali.

Regułą są dwa dwa szeregowo połączone pełne mostki trójfazowe prostowników / inverterów dołączone do uzwojeń gwiazda i trójkąt sieciowego transformatora mocy celem zmniejszenia wielkości harmonicznych napięć i prądów. Mimo tego zarówno po stronach sieci przesyłowych prądu zmiennego jak i stałego stosuje się filtry harmonicznych.

Moc systemu transmisji prądu stałego na tle mocy zwarciowej systemu prądu zmiennego jest znaczna i stosuje się pętle fazową PLL synchronizowaną napięciami sieciowymi jako generator do systemu wyzwalania tyrystorów. Pętla PLL skutecznie filtruje zakłócenia i poprawia stabilność pracy całego systemu.

Tyrystory wysokonapięciowe są rozpaczliwie wolne. Czas tq wynosi kilkaset us.

Moc największych szybkich tyrystorów nie jest wielka. Na tle zwykłych tyrystorów sieciowych ( phase control) są one drogie. Mankamentem inwerterów z wymuszonym wyłączaniem tyrystorów są duże straty mocy w tyrystorach, gasikach i obwodach LC bowiem ujemny komutacyjny impuls wyłączający musi być z zapasem wystarczający ma maksymalny prąd obciążenia nawet gdy klucze pracują z niewielkim prądem. W inverterach stosuje się topologie powiększającą prąd komutacji wraz z prądem obciążenia ale rezultaty są tylko połowicznie dobre.

Invertery z wymuszoną komutacją szybkich tyrystorów nie cieszą się dobrą opinią.

Przy danym napięciu i wartości kondensatora C obwodu komutacyjnego LC i prądzie wyłączanego tyrystora można znaleźć optymalną wartość indukcyjności L dającej najdłuższy czas wyłączania tyrystora głównego i towarzyszący temu szczytowy prąd komutacji. Jest on 2-3 krotnie większy od wyłączanego prądu. I tak w odbiorniku TVC z tyrystorowym układem odchylania gdzie szczytowy prąd odchylania poziomego wynosi 6A szczytowy prąd komutacji wynosi circa 16A.

Najszybsze jako komutowane prądem anodowym są niewielkie tyrystory GTO z ujemnie spolaryzowaną bramką ale niewyłączane bramką. Philips dla swoich GTO na prąd 10-15A podaje czas tq=1 us. Czas ten jest niesamowicie krótki.

Dwa asymetryczne tyrystory ASCR (nie tolerują napięcia wstecznego, tyrystor wybierający i komutacyjny ) do telewizyjnych układów odchylania poziomego dla odbiorników kolorowych mają tq=4.2 i 2.4 us przy ujemnym polaryzowaniu bramki napięciem -27V poprzez opornik 47 Ohm.

Tyrystory przeznaczone do inverterów mają tq>6 us. Dalej omówiono szybki tyrystor BTW62 Philipsa na napięcie 1000V. Jednak większość mocniejszych tyrystorów jest dużo wolniejsza.

Producenci nazywają szybkimi nawet duże tyrystory o tq=100 us.

Tyrystory szybkie z reguły mają mocno rozwiniętą bramkę. Dla ułatwienia wyzwalania i polepszenia tolerancji di/dt duże szybkie tyrystory mają bramkę dynamiczną czyli mały tyrystor ( oczywiście z rozwiniętą bramką) połączony w „Darlingtona” z tyrystorem roboczym.

Tyrystory szybkie z rozwiniętą bramka tolerują szybkie narastanie załączanego prądu bowiem moc nie jest zlokalizowaną punktowo przy bramce jak z nierozwiniętą bramką. Jednak rekomendowany jest znaczny impuls bramkowy. Znaczna stromość narastania prądu skutkuje ograniczeniem trwałości tyrystora. Dlatego w inverterach stosowane są dodatkowo dławiki nasycane co pokazano w omówionym dalej urządzeniu General Electric.

Wydaje się że szybkie tyrystory zostaną wyparte przez GTO oraz w zastosowaniach mniejszej mocy przez Darlingtony i IGBT.

Normą jest bezpośrednie galwaniczne wyzwalanie tyrystorów, wyzwalanie przez transformatorek i wyzwalanie optyczne a w optotriakach i optotyrystorach izolowane elektryczne za pośrednictwem światła wewnątrz przyrządu.

W niektórych tyrystorach przy załączaniu sporo podskakuje napięcie na bramce, szczególnie przy dużej stromości narastania załączanego prądu di/dt szczególnie w tyrystorach z bramką dynamiczną. Przy wymuszonym wyłączaniu tyrystora na bramce pojawia się napięcie ujemne. Trzeba więc uważać aby te impulsy wstecznie nie zakłóciły działania systemu szczególnie przy połączeniu galwanicznym ale także przez transformatorek bramkowy.

Rozmaitość tyrystorów i problemów z nimi jest duża.

Pozornie tyrystory są mało wymagające na sygnał wyzwalający. Jednak przy zbyt słabym i wolno rosnącym impulsie bramkowym tyrystor źle toleruje szybko narastający prąd przy załączaniu nawet od równoległego gasika RC. Efektem jest skrócenie żywotności tyrystora. Szybkość narastania impulsu bramkowego limitowana jest głównie indukcyjnością rozproszenia transformatorka. Powiększająca rozproszenie grubość izolacji międzyuzwojeniowej wynika z wymaganej wytrzymałości elektrycznej. Z tego względu korzystne są krótkie silne impulsy co pozwala zmniejszyć liczbę zwojów uzwojeń i szkodliwą indukcyjność rozproszenia. W czasie podania impulsu w polu magnetycznym rdzenia transformatorka gromadzi się energia która następnie się rozprasza diodą, diodą Zenera lub obwodem RC. Z tego względu należy stosować ferryty lub inne magnetyki o dużej przenikalności aby tą rozpraszaną energie minimalizować.

Próba wyzwalania tyrystora z ujemnym napięciem anodowym daje wielki upływ wsteczny i co gorsza moc jest w strukturze zlokalizowana. Najlepiej w ogóle nie podawać impulsów wyzwalających przy ujemnym napięciu anodowym ale czasami nie jest to łatwe do implementacji. Również z tego względu należy stosować krótkie impulsy bramkowe o małym wypełnieniu.

Pojawiające się na bramce tyrystora w czasie załączania i przy wymuszonym wyłączaniu napięcia oczywiście zakłócą układ wyzwalający na bardzo popularnym jeszcze do niedawna tranzystorze jednozłączowym. GE opracował układ z mostkiem diodowym eliminujący te interakcje.

Odporność tyrystora na załączanie dynamiczne szybko rosnącym napięciem anodowym du/dt polepsza się obowiązkowo stosując w większości zastosowań równoległy do G-K dwójnik RC.

Tyrystory GE serii C, jak C106 są super czułe i umożliwiają minimalizacje mocy zasilania urządzeń z nimi przy bezpośrednim wyzwalaniu ale należy aktywnie blokować ich złącze G-K. Bez tego tyrystor nie wyłączy się gdy powinien się już wyłączyć.

W czterokwadrantowym napędzie tyrystorowym stosowane są dwa antyrównoległe mostki trójfazowe. Układ ma 12 tyrystorów i 12 transformatorków bramkowych i 12 sterujących układów elektronicznych. Użycie tak dużej ilości elementów ( a robot ma 6 serwonapędów !) wymaga mocnej optymalizacji płyty drukowanej. W zależności od kierunku prądu wyjściowego aktywny jest tylko jedne mostek trójfazowy. W części układ logiczny można wykonać na bramkach CMOS4000 lub alternatywnie podając napięcie zasilania do jednej z dwóch grup driverów. To drugie rozwiązania oszczędza na komplikacji połączeń.

Rozwiązania omówiono na przykładzie systemu CNC 6M Fanuc i napędu tyrystorowego Fuji.

Drivery CMOS

W driverze górnego klucza półmostka w systemie bez izolacji galwanicznej transoptorem lub transformatorkiem zachodzi trudność przesunięcia poziomu sygnału sterującego dla zmiennego i wysokiego poziomu górnego klucza mocy. W rozwiązaniach dyskretnych do transmisji informacji do drivera stosuje się układ sterowanego źródła prądowego niestety statycznie pobierający moc. Z tego względu rozwiązanie to słabo nadaje się do integracji jako że rozpraszanie mocy przy dużym napięciu Uce nie rokuje dobrze niezawodności układu scalonego.

W scalonych kluczach i analogowych multiplexerach / demultiplexerach CMOS zastosowano sprytne ( geniusz ludzki jest nieograniczony !) przesuwniki poziomu napięć nie pobierające statycznej mocy ! Przykładowo układy kluczy DG200/201 mogą być zasilane „ analogowymi” bipolarnymi napięciami +/-15V i przełączać sygnały analogowe mieszczące się z tym zakresie napięć. Bramki tranzystorów klucza muszą być przełączane pełnymi napięciami. Natomiast zewnętrzny sygnał logiczny operujący kluczami może mieć wygodny dla logiki poziom 0/5V ale nie większy niż dodatnie napięcie zasilania układu.

Przesuwniki są bardzo pomysłowe.

NB. Układy CMOS stwarzają duże pole zastosowań i mają dużą elastyczność co w układach VLSI pozwala oszczędzać ilość tranzystorów i przyśpieszać logikę. Przyszłość należy do CMOS.

Zastosowano dwa kaskadowo połączone przesuwniki napięć. Pierwszy przesuwnik ze sterującego sygnału logicznego wytwarza sygnał o wartości dodatniego zasilania „analogowego”. Tranzystory przewodności P Q3 i Q7 w pierwszym przesuwniku tworzą górny przerzutnik RS ( bardzo niefortunnie jest to narysowane co utrudnia w zorientowaniu się co to jest ) którego stan jest wymuszany tranzystorami Q1,Q2 sterowanymi sygnałem logicznym od strony bramki i źródła ! Tranzystory Q1,Q2 dostarczają drenami tylko krótki impuls prądu ( patrz dalej omówienie układów IR 2110 ) do przełączenia przerzutnika. Oczywiście przewodzi tylko tranzystor Q1 albo Q2. W innym rozwiązaniu nie jest stosowane sterowanie od strony źródła ale sterowanie tranzystora bramką bramką poprzez inverter ale z wyrównaniem czasu propagacji. Przerzutnik RS steruje tranzystory P Q5 i Q8 na identycznej zasadzie wymuszające stan drugiego dolnego przerzutnika RS na tranzystorach N Q5 i Q6 którego poziom zmienia się między ujemnym i dodatnim analogowym napięciem zasilającym. Sygnał z drugiego dolnego przerzutnika zbuforowany typowymi inverterami przełącza tranzystory kluczy.

Zauważmy że przy zasilaniu V+/V- napięciami +/-15V na bramkach tranzystorów w drugim przerzutniku RS i dalszych tranzystorach logicznych jest napięcie Ugs sięgające 30 V. Zatem idei tej wprost nie można zastosować do przesuwania poziomów w scalonym energoelektronicznym driverze CMOS wysokonapięciowych kluczy jako że możliwe jest wytworzenie w układzie scalonym tranzystorów na napięcie drenu 1000 V ale napięcie bramki nie może przekroczyć 40-50V.

Firma International Recifier produkuje jednak scalone drivery górnych kluczy na napięcia 600V ale nie podaje wewnętrznego schematu chipa a schemat blokowy może być bardzo nieścisły.

Autor odkrył że wystarczy w odpowiedniku górnego przerzutniku RS dać w „kaskodzie” dwa wysokonapięciowe tranzystory P. Zależnie od stanu przerzutnika RS potencjalnie aktywny jest tylko ten tranzystor P w kaskodzie który może zmienić stan przerzutnika RS króciutkim impulsem prądu z napięcia statycznego podanego dwoma wysokonapięciowymi tranzystorami N bowiem po zmianie stanu przerzutnika RS jest wyłączony. Oczywiście nie ma żadnego generatora impulsu. Układ więc zachowuje cechy logiki CMOS nie pobierającej prądu w stanie statycznym. Z uwagi na de facto różnicowe przekazywanie sygnałów przy potężnej różnicy napięć bardzo silnie tłumione są zakłócenia du/dt co ma pierwszorzędne znaczenie. Autor sprawdził praktycznie działanie układu ale dysponował tylko sygnałowymi tranzystorami N i P na napięcie 200V.

Układ IR2110 sterujący półmostek ma trzy napięcia zasilające:

-Napięcie Vdd/Vss to napięcie systemu sygnałowego. Może być 5V

-Napięcie Vcc/Com dolnego drivera dla tranzystorów Mosfet winno być około 10V zaś dla tranzystorów IGBT 15V lub trochę ponad 15V.

-Napięcie Vb/Vs z zasilającego kondensatora bootstrap. Jest ono circa o napięcie przewodzącej diody mniejsze od Vcc

Wejściowe logiczne sygnały sterujące są podane do buforów z histereza co ułatwia konstrukcje układu energoelektronicznego z dużymi szumami. Sygnał blokujący ShutDown po odblokowaniu akcją przerzutników TS opóźni odrobinę załączanie kluczy.

Po przesuwnikach poziomu sygnał dla dolnego drivera jest podany przez opóźnienie podobne do opóźnienia układu przesuwania poziomu dla górnego drivera. Dolny i górny driver mają układy UV ( Under Voltage) blokujące drivery przy zbyt małym napięciach zasilania dla pewnego czyli bezpiecznego załączania Mosfetów. Próg działania UV jest za niski dla sterowanych tranzystorów IGBT o czym koniecznie należy pamiętać.

Sygnał sterujący górnego drivera jest różniczkowany i podany na dwa wysokonapięciowe tranzystory przełączające górny przerzutnik RS.

Celowo wprowadzono asymetrie czasów propagacji aby ułatwić sterowanie kluczy – sygnały wyłączające klucze są szybciej propagowane niż sygnały je włączające.

Od strony projektu i wykonania chip IR2110 nie jest specjalnie trudny. Jednak pasożytnicze pojemności muszą być mocno zredukowane aby układ działał poprawnie przy szybkim przełączaniu kluczy mocy.

Do pewnego, głębokiego załączania kluczy Mosfet i IGBT napiecie zasilające drivery musi mieć określona wartość minimalną. Aby przy załączaniu jednego klucza pojemność bramka - dren nie załączała drugiego klucza półmostka rezystancje bramki Rg+ (większa) i Rg- (mniejsza) są celowo asymetryczne. Układ IR2110 montowany jest w obudowie DIL. Po użyciu obudowy DIL 16 można by osobno wyprowadzić wyjścia załączające i wyłączające obu driverów co pozwoliłoby oszczędzić na elementach dyskretnych i miejscu na PCB.

Aplikacja układu jest bardzo prosta. Niestety układ nie jest bez drobnych wad:

-Tak jak w każdym ( !) rozwiązaniu z zasilaniem górnego drivera klucza z kondensatora Bootstrap koniecznie należy zadbać o sekwencje startową dla naładowania tych kondensatorów. Bez tej sekwencji zachowanie systemu może być bardzo dziwne.

-Z powodu indukcyjności rozproszenia połączeń półmostka i czasu załączenia diody antyrównoległej dolnego klucza na Vs może się pojawić króciutka szpilka ujemnego napięcia. Dopuszczalna wielkość tej szpilki jest ograniczona a zbyt duża jest wartość zakłóca działanie układu. Z tego względu układy IR2110 nie nadają się do dużych kluczy gdzie ujemna szpilka jest za duża. Czasem szpilkę trzeba ograniczyć ultraszybką diodą tuż przy układzie. Indukcyjność rozproszenia połączeń mocy jest krytyczna. Tym bardziej warto scalić w moduł klucze mocy.

-Sygnały do górnego drivera są podane dynamicznie ( jeśli chemat blokowy nie wprowadza w błąd a jest to możliwe z uwagi na zastosowane patenty) i w skojarzeniu z działaniem układu UV powoduje to zlekceważenie statycznego sygnału załączającego górny klucz po incydencie z UV lub w czasie startu. Należy zadbać o to aby napięcie Vb/Vs na kondensatorze bootstrap po sekwencji startowej nigdy nie spadło.

W zasadzie układ IR2110 służy do sterowania półmostka. Wydaje się że przy wadliwym jednoczesnym podaniu destrukcyjnego rozkazu załączenia obu kluczy półmostka układ powinien oba klucze wyłączać i następnie opóźnić rozkaz załączenia. Ta prosta w realizacji funkcjonalność przy poprawnym sterowaniu byłaby nieużywana ale w krytycznej sytuacji zapobiegłaby zniszczeniu półmostka i pewnie drivera. Układ IR2110 może sterować dwu - tranzystorowy układ zasilacza Forward z jednoczesnym załączaniem dolnego i górnego klucza. Po modyfikacji w tej roli układ nie mógłby być niestety obsadzony.

Układ ma za małe maksymalne napięcie dla mostka zasilanego wyprostowanym napięciem trójfazowym 220/380Vac czyli 535Vdc. Dla bezpiecznej pracy z marginesami układy dla tego zastosowania powinny być na napięcie conajmniej 800V.

Scalony driver IR2110 jest dużym, milowym krokiem naprzód w stosunku do drivera wykonanego z elementów dyskretnych ale potrzebna jest dalsza integracja monolityczna i hybrydowa. IR oferuje nie tylko obudowane klucze ale też same ich struktury. Hybrydowy układ mostka trójfazowego winien zawierać elementy mostka razem z driverami oraz prostym i pewnym w działaniu systemem zabezpieczającym a najlepiej i z systemem do pomiaru prądów. Bardzo uprościłoby to projektowanie i produkcje napędów i serwonapędów. Mitsubishi produkuje hybrydowe mostki trójfazowe z tranzystorami Darlingtona więc napewno wyprodukuje mostki z tranzystorami IGBT. Pozostaje dodać conajmniej drivery.

Zaletami takiego hybrydowego modułu są:

-Krótkie połączenia między kluczami o małej indukcyjności i małe przepięcia

-Małe zużycie materiałów

-Bardzo staranne przetestowanie co nie ma miejsca przy małoseryjnej produkcji urządzeń energoelektroniki

-Prosta aplikacja jako „building block” czyli cegły w murze umożliwiająca zmniejszenie nakładu pracy na projekt finalnego urządzenia i projektowanie złożonych urządzeń mniejszym firmom.