Koniec marzen czubkow o miliardach od Gazpromu. Reparacje czubkow. Atom realny Czech

 Koniec marzen czubkow o miliardach od Gazpromu. Reparacje czubkow. Atom realny Czech

 Sąd Apelacyjny prawomocnie uchylił decyzję niepoczytalnego Prezesa UOKiK o nałożeniu na Gazprom 29 mld złotych kary za zawiązanie bez zgód antymonopolowych konsorcjum do budowy gazociągu Nord Stream 2 z Engie, Uniperem, OMV, Shellem i Wintershallem. Trzy lata temu polski urząd antymonopolowy ukarał Gazprom, uznając, że jego działania wywarły negatywny wpływ na konkurencję na rynku gazu. Pięciu wspólników Gazpromu ukarano kwotą 234 mln złotych.
Wszystkie 6 ukaranych firm odwołało się od decyzji do sądu i w listopadzie 2022 wygrało. Polski Sąd Ochrony Konkurencji i Konsumentów w całości uchylił decyzję urzędu antymonopolowego, uznając, że została wydana z rażącym naruszeniem prawa, ponieważ ukarane firmy formalnie nie utworzyły wspólnego przedsiębiorcy. UOKiK się od tego wyroku odwołał do Sądu Apelacyjnego, który podtrzymał decyzję I instancji. Żadnej kary dla Gazpromu zatem nie będzie.

Ponieważ jest możliwe że Koalicja Obywatelska, której trzon stanowi Volksdeutsche Partei, a wokół niej kręcą się stronnictwa sojusznicze, stworzą razem nowy rząd to temat  "Reparacji czubków" zniknie  wraz  z oszustami z PiS. Ale co wyłudzili od podatnika to już jest ich.
"My nie ruszamy waszych  a wy nie ruszacie naszych. Polacy na nas pracują" PiS i PO wygrażają sobie od 15 lat więzieniem ale nic z tego nie będzie. Chociaż dobrze by było gdyby Okrągły (stół ) i Magdalenka zaczęli do siebie strzelać. Czy jest to możliwe ? Sławomir Mrożek  wydał z 1958 roku  dramat ze sfer żandarmeryjnych  „Policja”. W „Policji”  w kraju rządzonym przez Infanta i Regenta zapanowała powszechna miłość do Umiłowanych Przywódców. Siedzący w lochu ostatni więzień polityczny, pod wpływem tej erupcji miłości też postanawił podpisać lojalkę. Decyzja ta przeraziła Naczelnika Policji, to w takiej sytuacji policja stanie się niepotrzebna. Namawia więc Sierżanta, by w przebraniu zaczął wznosić wrogie okrzyki. Sierżant zostaje aresztowany, ale władze nie bardzo wierzą w jego winę, toteż Naczelnik namawia go, by dokonał prawdziwego zamachu na Generała. Wprawdzie zamach był nieudany, ale w rezultacie doszło do sytuacji, w której wszyscy policjanci wyaresztowali się wzajemnie.

Pierwszy blok czeskiej elektrowni  jądrowej Dukovany rozpoczął normalna pracę w 1985 roku.  CEZ  otrzymała teraz ostateczne oferty rozbudowy elektrowni atomowej w Dukovanach o nowy blok od dostawców: amerykańsko-kanadyjskiego Westinghouse, francuskiego EDF i koreańskiego KHNP. Umowa będzie podpisana w 2024 roku a nowy blok rozpocznie rozruch w 2036 roku i po pewnym czasie (mniej niż rok ) normalną pracę. Zatem optymistycznie i realnie budowa i uruchomienie bloku z istniejącą infrastruturą działającej elektrowni potrwa 13 lat.

Archiwum. Automatyzacja realna czyli nieznana. 4 Zasilanie szeregowe

Archiwum. Automatyzacja realna czyli nieznana. 4 Zasilanie szeregowe
 W urządzeniach elektronicznych połączenia poziomu odniesienia sygnałów nazywane są  GND czyli Ground czyli Ziemia.
Spadek napięcia na połączeniach GND może być niepożądanym zakłóceniem.
W urządzeniu z sygnałami mocy dla minimalizacji zakłóceń poszczególne „GND” podsystemów powinny być połączone w gwiazdę w zasilaczu.
W jednym miejscu powinny być połączone Analog Ground i Digital Ground mieszanego systemu.
Przy użyciu szybkich układów cyfrowych cała jedna warstwa wielowarstwowej płyty drukowanej jest GND. W układach radiowych UHF i mikrofalowych także jedna warstwa PCB stanowi GND.  W elektronice samochodowej GND urządzeń elektronicznych jest w obudowie połączona w jednym miejscu z GND samochodu jako karoserią. Nie ma jednak przeszkód by połączenie Signal Reference ( czyli w istocie lokalna GND ) było na innym poziomie niż GND. Oczywiście powstaje problem komunikowania się  sygnałami odniesionych do SR lub GND

W sensorach i ich transmiterach oraz w urządzeniach zasilanych z akumulatorów regułą jest tylko jedno napięcie zasilania. Ale gdy potrzebne są układy obliczeniowe jak kwadrator do anemometru termicznego czy układ pierwiastkowy do pomiaru przepływu z ciśnienia różnicowego lub każde bardziej skomplikowane przetwarzanie sygnałów konieczne jest  do stosunku do Signal Reference (dla uniknięcia nieporozumień oznacza sygnałową GND ) zasilanie dodatnie i ujemne.

 Napięcia zasilania sygnałowych i cyfrowych układów elektronicznych są w długoterminowym  trendzie spadkowym.
 W układach lampowych spadek napięcia na prostowniczej próżniowej diodzie zasilacza był duży i zmniejszenie napięcia anodowego niewiele dawało w oszczędności energii. W czasie II Wojny Światowej miniaturowe lampy zasilane z baterii były użyte  w ręcznych radiotelefonach. Po wojnie miniaturowe lampy elektronowe żarzone napięciem 1.2V  z jednego ogniwa zostały użyte w „niewielkich” aparatach słuchowych z bateryjnym napięciem anodowym 22.5V. Gdy tranzystorów użyto we wzmacniaczu Audio radiowych odbiorników samochodowych to specjalne pentody ( np EF 89 ) pracowały w części radiowej zasilane napięciem anodowym 12 V a nawet 6V i kłopotliwa oraz droga przetwornica dla napięcia anodowego stała się zbędna. 
Obecnie podobną niedobrą rolę dawnego dużego spadku napięcia na diodzie próżniowej odgrywa znaczny spadek napięcia na scalonym liniowym stabilizatorze napięcia.
Producenci mikroelektroniki  podejmują wysiłki w celu skonstruowania regulatorów o małym spadku napięcia. Dla regulatora dodatniego napięcia potrzebny jest pełnowartościowy tranzystor mocy PNP a technologia takie tranzystory dająca jest na razie droga. 

Od urządzeń działających na statkach i samochodach oraz w plenerze żądamy aby zasilane były napięciem z akumulatora "24 V" jak Autopilot lub mniejszym napięciem.

 Zwróćmy uwagę że z rosnącym Uceo tranzystorów bipolarnych spada ich wzmocnienie i częstotliwość graniczna  a rośnie napięcie nasycenia i co gorsza pojawia się quasi nasycenie oraz rośnie czas nasycenia. Szybkie monolityczne układy bipolarne muszą być zatem niskonapięciowe. Niskie napięcie zasilania nie powinno jednak pogarszać statycznej dokładności. Zatem rzecz wymaga analizy i stworzenia odpowiednich konfiguracji.  

 Niech będzie odwracający wzmacniacz OPA o wzmocnieniu -1 z dwoma identycznymi rezystorami. Szumy i dryfty OPA rosną z rezystancją ( ona też szumi ) ale malejąca rezystancja potencjalnie podgrzewa OPA co daje dryfty termiczne i zmniejsza skutkiem obciążenia wyjścia  zakres napięcia wyjściowego. Zwykle stosuje się tą wartość rezystancji z przedziału   10-100  K. Oczywiście drogą optymalizacji można znaleźć   optymalną wartość tej rezystancji. Tak jak każde optimum jest ono płaskie. Tam gdzie krytyczny jest pobór prądu dajemy większe wartości rezystorów ale bez mocnego odejścia od optimum. 

 Układy logiczne CMOS starej rodziny CD4000 pracują  od napięcia zasilania 3 V (aż do 18 V ) ale mogą być w niektórych zastosowaniach za wolne. Nowoczesne układy rodziny 74HCXXx zgodne logicznie z serią TTL 74 gwarantują poprawną pracę w zakresie napięcia zasilania 2-6 V ale eksperymentalnie stwierdzono ze pracują (wolniej ) nawet z napięciem 1.5 V jednego ogniwa.
Znakomicie te układy nadają się do stabilnego przetwornika F/V ( do sieci energetycznej 50/60 Hz , układ pompy ładunkowej z układem 4066 ) w transmiterze zasilanym z dwuprzewodowej linii 4-20 mA lub detektora różnic faz napięć sieciowych (4046) do synchronizacji przez PLC / DCS generatorów synchronicznych.
Generator zbudowany z trzech inverterów CMOS (zbudowany z dwóch jest mniej stabilny i pobiera więcej prądu zasilania ) może być względnie  stabilnym przetwornikiem C lub R sensora na częstotliwość F. Można stworzyć wiele wariacji schematów generatorów z użyciem inverterów / bramek CMOS. Można zaimplementować nieliniowość odwracająca trochę nieliniowość sensora. 
  
 Tradycyjnie część analogowa profesjonalnych urządzeń zasilanych z sieci energetycznej ma napięcia zasilania -15V / GND / +15V czyli razem 30 V. Zamiast dwóch prostowników pojemnościowych i dwóch regulatorów można dać jeden prostownik i regulator 30 V a poziom GND aktywnie  stworzyć wzmacniaczem operacyjnym OPA D i dwoma identycznymi rezystorami ( umownie wartości 1 ) dzielnika (kwestia kondensatorów do dzielnika i na wyjściu OPA  jest wyjaśniona dalej ). Okazuje się że w układach z OPA prąd stały jaki płynie z zasilacza do obwodu GND może być mały na tle prądów zasilania ! Niech dodatni sygnał  wyjściowy ze wzmacniacza A będzie podany do odwracającego wzmacniacza B rezystorem R. Prąd z V+ płynie tranzystorem NPN w wyjściowym wtórniku OPA A i wyjściem poprzez R + r do tranzystora PNP we wzmacniaczu B do V-. Do GND płynie tylko znikomy prąd polaryzacji wejścia B. Ale gdy ten dodatni sygnał z A podano do nieodwracającego wzmacniacza C to w nim prąd z V+ poprzez r+ R płynie do GND. Ten prąd absorbuje tu OPA D dokonujący podziału napięcia i finalnie wpływa on do V- ! Czyli w układzie z aktywnym podziałem napięcia finalnie prąd przepływa od V+ do V- i korzystniejsze są / mogą być układy odwracające. Zatem wzmacniacz mocy powinien tu być mostkowy bowiem z podziałem napięcia, D też musi być wzmacniaczem mocy i sprawność układu mostkowego jest tu dwa razy wyższa. 
Podział napięcia nie musi być idealny ponieważ istnieje tłumienie zmian napięć zasilania PSRR przez OPA. Uwaga – Na Powstały mętlik wokół pojęcia GND już zwrócono uwagę wcześniej ! To sygnałowe GND bywa czasem dla uniknięcia nieporozumień nazwane jako „signal reference” czyli SR.
Dla stabilności pętli sprzężenia zwrotnego OPA D dzielącego napięcie na pół  istotna jest ESR kondensatora/ów na jego wyjściu. Z odpowiednimi kondensatorami układ jest stabilny ale można dodać odpowiednie środki stabilizacji (RC) gdy ESR jest niewłaściwe dla OPA. Nie zawsze potrzebne / rekomendowane są w dzielniku 1:1 i na wyjściu D dwa kondensatory. OPA mają z reguły silnie asymetryczne w stosunku do Vee i Vcc tłumienie PSRR ( ponieważ stopień wzmocnienia napięciowego w OPA z kompensacją Millera jest  z reguły NPN i tłumienie PSRR dla Vee spada szybko w funkcji częstotliwości ) i najczęściej jest ono mniejsze dla ujemnego napięcia zasilania. W takiej sytuacji dajemy kondensatory tylko równolegle do dolnego rezystora w dzielniku 1:1 na wejściu wzmacniacza D i między GND a ujemne zasilania na jego wyjściu . Łatwo sprawdzić że tak właśnie jest w Autopilocie koncernu  Raytheon. Dla stworzonego sygnałowego GND użyto tam właśnie nazwy „signal reference” Dla stabilizacji częstotliwościowej OPA N5/3 (oznacza to w układzie scalonym N5 trzeci OPA z czterech w nim ) na jego wyjściu dano rezystor R10. Rezystor ten polepsza też bezpieczeństwo OPA przy zwarciach. Dzielnik 1:1 z rezystorów  2  x 47 K zablokowano jednym kondensatorem C6 3.3 uF a na wyjściu OPA za R10 dano kondensator też  3.3 uF blokujący zasilanie systemu. 
W prototypowym układzie odpowiedz skokową OPA dzielącego napięcie zasilania można łatwo sprawdzić oscyloskopem podając mały prostokątny sygnał wymuszający z generatora.

Pojemnościowe obciążenie OPA zawsze wymaga środków ostrożności.
Standardowe OPA mają wyjściowy wtórnik emiterowy. Już tylko sam ten wtórnik emiterowy obciążony pojemnościowo daje przerzuty w odpowiedzi skokowej. 

W przypadku gdy OPA dzieli napięcie możemy chcieć aby sygnał zmiennoprądowy podany do „GND” - SR przez zasilany system zamknął się przez Cl a nie przez Rx i wyjście OPA bo to przecież powoduje pobór mocy zasilania. W takim wypadku rozwiązaniem jest duże Cl i Cf większy niż potrzebny do skasowania bieguna.  

W systemie zasilanym z akumulatora 24V bez regulacji napięcia można identycznie prosto stworzyć sygnałowe GND  na połowie tego niestabilizowanego napięcia zasilania i uzyskać zupełnie wystarczające  napięcia "-+12" V.

W autopilocie koncernu Raytheon stabilizowane napięcie 15 V ( czyli +-7.5V w stosunku do „signal reference” )  jest wystarczające do zasilania OPA a zarazem napięcie 15V zasila układy CMOS rodziny CD4000 i współpraca OPA/komparatorów  z logiką jest tu bardzo prosta bez żadnych układów dopasowujących!

Dla złożonego systemu elektroniki kondycjonera sensora prąd zasilania 4 mA ( a realnie mniejszy ) może być za mały. Stosując w dwuprzewodowym transmiterze pętli 4-20 mA stabilizator napięcia o bardzo małym spadku napięcia na jego wyjściu napięcie musi być mniejsze od 13 V. Można je regulatorem równoległym z użyciem OPA  podzielić na dwa równe szeregowe napięcia 6.5 V. Ponieważ energia jest tu bardzo cenna można użyć do tego celu mikromocowego wzmacniacza programowalnego uA776 ( odpowiednik jest produkowany w ZSRR ) z ewentualnym komplementarnym wtórnikiem tranzystorów na wyjściu lub jednego OPA z czterech układów w obudowie  LM324 lub TL064 /LF444.  
Napięcia mogą też być podzielone nierówno o sumie <13 V. Przykładowo jedno z napięć może wynosić 5V i zasilać układ cyfrowy CMOS. Można też napięcia podzielić na trzy napięcia równe lub nierówne.
Można w podziale napięć dokładnie stabilizować tylko jedno napięcie a drugie tylko połowicznie równoległą diodą Zenera, najlepiej  6.2V. Tak jest w omawianym już wcześniej trzy tranzystorowym regulatorze napięcia 6.5 V z diodą Zenera 6.2V
Wybór napięcia tej równoległej diody jest bardzo mały. Tylko dioda Zenera napięcia 6.2 V ma już jednocześnie małą oporność dynamiczną i jeszcze małe szumy. Stabilizacja napięcia  równoległą DZ 5.6V przy małych jej prądach będzie znacznie gorsza.

Zasilanie szeregowe wyprostowanym napięciem sieciowym bloków stosowane jest w tranzystorowo - scalonych odbiornikach TV ( polskie Uran, Cygnus, Neptun na licencji TFK ) i  TVC z wysokonapięciowymi tranzystorem odchylania poziomego H-Out.
Wyjściowy sygnał Audio ze scalonego wzmacniacza IF i demodulatora fonii FM odniesiony jest do jego napięcia zasilania. Czyli ma on być najlepiej szeregowo od dołu połączony ze wzmacniaczem Audio który ma sygnał odniesiony do swojego dolnego ( to jego lokalne "GND")  zasilania i górnego dla układu IF. Kolejność szeregowego połączenia w zasilaniu bloków jest więc bardzo istotna dla niezakłóconego przepływu sygnałów między nimi !
Późniejsze rozwiązanie z przetwornicą sieciową w TV i TVC pobiera jednak znacznie mniej mocy i jest ogólnie korzystniejsze ale droższe.
Wyprostowanym i odfiltrowanym napięciem 250 Vdc zasilane są szeregowo połączone systemy odchylania poziomego (145 V), stabilizator napięcia na nim (62 V a się zmienia wraz napięciem sieciowym ), odchylanie pionowe (29.3 V)  a następnie równolegle połączone tory częstotliwości pośredniej i wzmacniacz mocy Audio (13.5 V).

  W starym tranzystorowo - lampowym przyrządzie HP428 służącym do pomiaru prądu płynącego przewodami z sensorem Flux Gate zastosowano jeden prostownik mostkowy (wyjście ujemne nie jest GND ale „-17V”. ) i lampowy stabilizator napięcia oznaczonego jako 272 V. Szeregowe napięcia są -17V , - 7V i +12 V. Z uwagi na niepołączenie prostownika z GND rzecz jasna ujemność napięcia jest tylko kwestią tego które z „szeregowych napięć” dołączymy do GND.
Do stabilizacji użyto diod  Zenera dla napięć -7V i 12 V.

Jeśli napięcia wszystkich sygnałów w dwóch szeregowo zasilanych blokach są odniesione do "połowy" całego podzielonego napięcia zasilania czyli przykładowo umownego lokalnego GND (signal reference ) to nie ma problemu z przepływem informacji między blokami przetwarzającymi sygnały. W przeciwnym razie przy różnych poziomach odniesienia sygnałów informacją może być prąd kolektora tranzystora Darlingtona ( Aby prądy emitera i kolektora były jak najbliższe sobie. Wzmocnienie tranzystorów małosygnałowych BC grupy C może przekroczyć 600 razy ale jest niestety mało stabilne cieplnie co może być niepożądane gdy wprowadza dryft ) lub lepiej prąd D lub S tranzystora JFet. 
Wielofunkcyjny układ mikromocowy  LM10 ( OPA + OPA z Napięciem odniesienia Bandgap 200 mV ) pracuje od napięcia zasilania 1.1 V. Większość układów OPA ogólnie pracuje zasilana napięciem >5V ale problem jest z zakresem wejściowego napięcia wspólnego common i zakresem napięcia wyjściowego.

Wymagana dokładność podziału napięcia nie jest duża. Napięciem referencyjnym jest częściej jedno z napięć i musi być ono stabilne.

W sensorze - transmitterze zasilonym z linii  4-20 mA z zasilaniem szeregowym (podziałem napięcia na „dodatnie i ujemne” ) systemu sensora można użyć miernika  ICL7106 z wyświetlaczem LCD a jednocześnie zasilać mostek pomiarowy z PT100 czy inny mostek sensorów. Tu miernik z ICL7106 potrzebuje zaledwie 10 elementów RC ! Typowo przy trzech pomiarach na sekundę pobiera on jedynie 1 mA prądu zasilania. Zasilany jest tu pełnym napięciem. Powinno być ono mniejsze od 15 V. Najmniejsze napięcie z którym układ pracuje poprawnie wynosi 7V.   

 W odbiorniku TVC można zastosować taki podział napięcia dla wzmacniacza mocy Audio ale łączy się to z podwojeniem poboru mocy jako że z energetycznego punktu widzenia jest to wzmacniacz mostkowy ze sterowaną tylko jedną połówką mostka !
Na schemacie poniżej pokazano auto podział elastycznego napięcia zasilania na dwa napięcia symetryczne. Wzmacniacz TDA 2020 lub TDA2030 ( konstrukcja jak wzmacniacza operacyjnego ) pracuje w tym rozwiązaniu znakomicie ! Zaletą rozwiązania jest jeden prostownik czyli jedno uzwojenie transformatora SMPS, jedna szybka dioda prostownika i tylko jeden drogi specjalny kondensator prostownika SMPS o małej oporności ESR. Karkas transformatora SMPS ma ograniczona ilość wyprowadzeń. W tym zakresie napięć ESR kondensatorów elektrolitycznych spada z napięciem. Jest tylko jednak szybka, droga dioda prostownicza i spadek napięcia na niej.
 Aranżacje układu wyprowadzono od Idei Wzmacniacza Różnicowego AC  czyli Instrumentalnego. Każdy IA ma wejście różnicowe i wejście Uref. Przy zerowym wejściowym sygnał różnicowym na wyjściu IA jest napięcie Uref.   Identyczne wejściowe dwójniki ( Dla wejść +i -. Zwykle są to tylko rezystory ) mają szeregową rezystancje r i pojemność C. Jeden z rezystorów R idący do Uref pokazano jako dwa równolegle połączone rezystory 2R.
Teraz zamiast Uref do jednego rezystora 2R dajemy napięcie zasilania dodatnie a drugiemu ujemne. Czyli Uref to połowa napięcia zasilania i takie napięcie będzie na wyjściu bez wejściowego sygnału różnicowego.  Obciążenie OPA dołączmy do środka połączonych szeregowo kondensatorów zasilania C+ i C- jako stworzonego GND. Jeśli w wejściowym dwójniku do wejścia dodatniego OPA pominiemy rezystor  r to tylko polepszy to tłumienie zakłóceń ale zmieni transmitancje systemu. Różnica napięć na kondensatorach to całka z  prądu obciążenie (czyli na obciążeniu nie może być napięcia stałego i go nie ma bo całość zachowuje się jak filtr górnoprzepustowy ) i jest ona podana dwoma rezystorami 2R do wejścia nieodwracającego wzmacniacza.    
System dynamiczny jest  całkiem interesujący ale nie jest to miejsce na szczegółową jego analizę.
Kreacje aranżacji dla wzmacniacza stereofonicznego zostawiamy czytelnikom. Oczywiście kondensatory zasilania C+ i C- są wspólne i nie można zastosować dwóch niezależnych wejściowych filtrów ( nieidentyczne pary rezystorów 2R dla dwóch kanałów ) RC ponieważ z powodu różnic oporności wyznaczane byłyby różne podziały napięć i przez głośniki płynąłby zbędny różnicowy prąd stały.
Dla zmniejszenia prądu zmiennego o niskich częstotliwościach płynącego do GND (i niepożądanych spadków napięć ) faza sygnału  jednego kanału stereofonicznego jest odwrócona   a ponownie odwrócona odwrotnym dołączeniem biegunowości głośnika. Przy sygnale monofonicznym wzmacniacze faktycznie pracują w układzie mostowym. W  sygnale stereofonicznym sygnały o małych częstotliwościach są takie same w obu kanałach. Stąd własności tego układu stereofonicznego są znakomite co praktycznie sprawdzono oscyloskopem i odsłuchem. Subiektywnie oceniana moc wyjściowa jest bardzo duża.
Gdy stereofoniczny sygnał Audio procesowany jest cyfrowo przez DSP odwrócenie fazy o 180 deg to tylko zmiana znaku jednego ze współczynników wzmocnienia lub skalowania w programie czyli beznakładowa.
Uzwojenie na transformatorze SMPS TVC do zasilania wzmacniacza mocy Audio celowo wykonujemy z dużą indukcyjnością rozproszenia co jest tu bardzo łatwe. Co prawda wyprostowane napięcie zasilania będzie elastyczne ale nie będzie zakłóceń w obrazie. Rozwiązanie jest znakomite do przyszłego  luksusowego odbiornika TVC z dźwiękiem klasy Hi-Fi.
Układ sprawdzono praktycznie i działa on wyśmienicie !  

 Krajowe scalone wzmacniacze Audio rodziny UL1496-1498 mogą pracować w typowych aplikacjach z głośnikiem dołączonym typowo do GND  lub dołączonym do zasilania ( bez elementów Booststrap ) zachowując tłumienie tętnień ( kondensator filtru dolnoprzepustowego na nóżce nr 2  jest różnie dołączony. Raz do GND a raz do Vc ) napięcia zasilania na poziomie 37 db.
W tym drugim rozwiązaniu oszczędnościowym unika się opornika i kondensatora Bootstrap. Bez kondensatora do pinu 2 na wyjściu jest połowa napięcia zasilania także z połową tętnień i o to chodzi ! Ale jak zawsze z elastycznym zasilaniem asymetrycznym jest problem z połówkowym napięciem "stałym" na wyjściu wzmacniacza. Z elastycznym zasilaniem i mocną filtracją dolnoprzepustową tętnień (tu pin 2 ) dla uzyskania maksymalnej mocy trzeba - można przesunąć napięcie z katalogowego 0.5 do poziomu circa 0.37 ( w zależności od elastyczności czyli oporności statycznej i dynamicznej zasilacza jest to 0.31 – 0.4  ) napięcia zasilania. Ale można bez filtracji kondensatorem na pinie 2 zastosować dwa kondensatory wyjściowe  jednocześnie szeregowe dla zasilania, tak jak to kiedyś robiono we wzmacniaczach bez transformatora wyjściowego ale z transformatorkiem sterującym tranzystory mocy tej samej przewodności ! Tłumienie tętnień zasilania zależy od różnic pojemności tych kondensatorów elektrolitycznych.
Zaletą rozwiązania jest największa możliwa do uzyskania moc wyjściowa przy dynamicznie zmieniającym się napięciu zasilania, tak jak przy symetrycznych zasilaniach. Ilość kondensatorów  w układzie jest niezmienna dlatego że odpadł kondensator filtrujący tętnienia na nóżce nr 2 układu scalonego.
Oczywiście kondensator wyjściowy ma dużo większą pojemność niż kondensator na pinie 2 ale biorąc pod uwagę to że na całkowity koszt zastosowania elementu składa się cena elementu ( także z biurokratycznym  kosztem zamówienia i logistyką ), koszt miejsca na PCB i koszt montażu, przyrost kosztu jest marginalny.
Zauważmy że przy dwóch kondensatorach wyjściowych przez sztywny zasilacz płynie tylko co najwyżej połowa impulsu prądu obciążenia - zasilania rozwiązania z jednym kondensatorem wyjściowym a przez zasilacz elastyczny jeszcze mniej !
Pojemność małych kondensatorów elektrolitycznych ma dużą tolerancje produkcyjną. Natomiast praktyczne sprawdzenie pojemności kondensatorów znacznej pojemności w zakresie 470-2200 uF prowadzi do wniosku że pojemności te w serii produkcyjnej różnią się niewiele. Ponieważ oba kondensatory pracują w identycznych warunkach ( średnio w życiu ich obciążenie dynamiczne nagrzewającym je prądem zmiennym na ESR jest znikome ) to identycznie powinny zachodzić procesy ich starzenia czyli utraty pojemności i zwiększenia ESR.
Tętnienia nie są słyszalne co jest argumentem ostatecznym. Nie ma także powolnych ruchów membrany głośnika według filtrowanej obwiedni zmian napięcia zasilania.  
 

Rozładowaniu baterii lub akumulatora towarzyszy spadek jej napięcia i wzrost rezystancji
wewnętrznej. Są to więc źródła elastyczne i uwagi powyżej mają pełne zastosowanie.



Literatura
1.Mikromocowe generatory z użyciem bramek i inverterów CMOS
2.Mikromocowe detektory fazy i synchronizacji 


Cwiczenia.
1.Wtórnik emiterowy pracuje ze 100% ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Małosygnałowa odpowiedź wtórnika emiterowego na skok mocno zależy od charakteru obciążenia i charakteru sterującego go źródła (Półprzewodnikowe układy impulsowe i cyfrowe, J.Baranowski, WNT 1976, strony 220-229). Ponieważ parametry tranzystora zależą mocno od Ic i Uce mają on też wpływ na odpowiedź wtórnika. Przy obciążeniu pojemnościowym impedancja wejściowa wtórnika w funkcji częstotliwości może mieć niestałą ujemną część rzeczywistą czyli oporność co w ekstremalnej sytuacji prowadzi do powstania generatora. Podanie sygnału do bazy wtórnika poprzez rezystor uspokaja wtórnik ale go spowalnia i ogranicza dynamikę co jest bardzo niepożądane. Przy ustalonej impedancji sterującej przy rosnącej pojemności obciążenia początkowo przerzut odpowiedzi na skok rośnie a następnie spada. Tak samo jest z odpowiedzią częstotliwościową
Gdy opadający dla tranzystora NPN skok jest za duży ( czyli odpowiedź jest wielkosygnałowa ) tranzystor zostaje odcięty i odpowiedź staje się bardzo wolna. Bardzo użyteczny jest program program symulacyjne Microcap i proste układy eksperymentalne. Wtórnik mocy zawsze jest komplementarny.   

A.Dla podanego typu tranzystora (szczegółowe parametry w katalogu i w bibliotece programu ) oraz punktu pracy Ice, Uce oraz sterującej impedancji oraz impedancji obciążenia zbadaj zgodność symulowanej odpowiedzi częstotliwościowej i skokowej z układem eksperymentalnym a w szczególności wielkość przerzutu i podniesienia odpowiedzi częstotliwościowej

Sprawa gwałtownie komplikuje się przy kaskadzie dwóch wtórników emiterowych czyli dwustopniowym wtórniku.
W przypadku wtórnika emiterowego trójstopniowego sytuacja wydaje się beznadziejna. Autor stworzył jednak przybliżoną ale jednak dość dokładną metodę wyliczenia wartości stabilizującego rezystora w bazie ostatniego tranzystora wtórnika oraz równoległego dwójnika RC w szereg z bazą środkowego tranzystora dla zadanej pojemności sterującej i rezystancji obciążenia oraz przerzutu.
Program Microcap i eksperyment pokazują jak trudne jest eksperymentalne znalezienie tych optymalnych  wartości.

B.Za pomocą programu Microcap potwierdź optymalne wartości elementów do korekcji trójstopniowego wtórnika emiterowego i potwierdź trudność w znalezieniu tych wartości.  

2.Typowy obecnie wzmacniacz operacyjny ma za różnicowym stopniem wejściowym stopień napięciowy o dużym wzmocnieniu w układzie Darlingtona lub quasi Darlingtona (kolektor pierwszego tranzystora na podane zasilanie a nie jest połączony z C drugiego ) i wyjściowy wtórnik emiterowy. Ustalenie charakterystyki częstotliwościowej impedancji wyjściowej OPA tego systemu nie jest proste !  Mocni w matematyce autorzy radzieccy jednak wyprowadzili stosowne wzory ( Operacjonnyje usilitieli. Teoria i projektirowanie. D.J. Połonnikow. Energoatomizdat, Moskwa 1983 ). Oczywiście, niestety  to nie jest rezystancja.

3.Postępowanie z destabilizującym OPA obciążeniem pojemnościowym jest trudne.
Odpowiedz skokowa OPA w konfiguracji o wzmocnieniu 1 czyli wtórnika pogarsza się wraz z rosnącą pojemnością ( bez ESR !) obciążenia. W przypadku OPA z zewnętrzną kompensacją można go przekompensować co daje pewną poprawę odpowiedzi. OPA LM301 (=ULY7701 Cemi) z kompensującą charakterystykę dla wzmocnienia 1 ( praktycznie zawsze jest stosowana mniejsza pojemność  ) pojemnością 30 pF z obciążeniem 0.22 uF jest niestabilny ! Przekompensowany pojemnością 50 pF jest stabilny ale pokazana odpowiedź skokowa jest paskudna z przerzutem 110 %. Fala prostokątna czyli skoki mają celowo małą małosygnałową  amplitudę +-40 mV czyli jeszcze w zakresie liniowym wejściowego stopnia różnicowego.
 

4.Aby spróbować choć trochę dojść do ładu i składu jednak załóżmy że OPA ma oporność wyjściową Ro choć w rzeczywistości nie jest to oporność ! Dla wzmacniacza w konfiguracji odwracającej można po dodaniu wyjściowej rezystancji Rx izolującej OPA od obciążenia pojemnościowego Cl ( na razie niech szeregowa z Cl oporność bez nazwy będzie zerowa ) i kondensatora Cf uzyskać skrócenie bieguna od Rx i Cl zerem wprowadzonym przez kondensator Cf.

C.W układzie eksperymentalnym z wybraną pojemnością obciążenia Cl i rezystorem Rx potwierdź optymalną wyliczoną wartość kondensatorka Cf wprowadzającego kasujące biegun Zero.

5.Kondensator elektrolityczny ma w przybliżeniu szeregową rezystancje ESR pokazaną na schemacie bez nazwy. Ta ESR też wprowadza stabilizujące Zero. Poza tym  pojemność kondensatora elektrolitycznego maleje z częstotliwością. Sygnał prostokątny powinien być mały aby wzmacniacza nie przeciążać

D.Dla znanych parametrów kilku kondensatorów elektrolitycznych określ odpowiedz OPA w konfiguracji wtórnika po ich dołączeniu (włożeniu w podstawę) do wyjścia OPA. Oczywiście przed złączeniem układu testowego.  
 
6.Tam gdzie zasilany system do uzyskanego Signal Reference doprowadza znaczny prąd zmienny możemy chcieć aby prąd płynął do GND kondensatorem a nie wyjściem OPA bowiem to szkodliwie powiększa pobór prądu czyli mocy zasilania.  Tak postąpiono w układzie autopilota Raytheon. Odbywa się to kosztem powiększonej impedancji Signal Reference. Potrzebny jest więc umiar i kompromis. Widoczna jest konfiguracja jak w pewnym aktywnym filtrze dolnoprzepustowym RC.

E.Jaka jest tu częstotliwość odcięcia i dobroć Q tego”filtru”. Jaka jest w funkcji częstotliwości impedancja wyjściowa Signal Reference.

Archiwum. Automatyzacja realna czyli nieznana. 6 Izolacja sensora pH i innych sensorów

 Archiwum.  Automatyzacja realna czyli nieznana. 6 Izolacja sensora pH i innych sensorów  

 Na wszelkich połączeniach powstają ( potencjalnie zakłócające) spadki napięć.
Na wykresach pokazano impedancje – rezystancje falową linii paskowej asymetrycznej na PCB dla przypadku W>H i dla W<H.
Bardzo szeroka ścieżka na cienkim laminacie o dużej przenikalności elektrycznej ma circa rezystancje falową 7 Ohm a w odwrotnej sytuacji do 250 Ohm.
Dla minimalizacji dynamicznych spadków napięć złożona PCB z szybkimi układami cyfrowymi ma jedną warstwę przeznaczoną na GND a drugą na zasilanie. Do blokowania zasilania użyte są kondensatory o bardzo małej indukcyjności umieszczone jak najbliżej wyprowadzeń IC
Mikrofalowe filtry paskowe ( na przykład w konwerterach satelitarnych na pasmo X ) zbudowane są z odcinków ścieżek PCB.

NEMP czyli Nuclear Electromagnetic Pulse to potężny impuls elektromagnetyczny powstający podczas stratosferycznego  wybuchu jądrowego. Jest jednym z czynników rażenia.  Gro energii NEMP jest w falach elektromagnetycznych w zakresie od 3 Hz do 30 kHz. Jest na tyle silny że może uszkodzić linie przesyłowe i urządzenia energetyczne oraz słabo zabezpieczone urządzenia elektroniczne. Zmienia własności jonosfery blokując łączność radiową.
LEMP czyli prozaiczny Lightning Electromagnetic Pulse to impuls powstający podczas uderzenia pioruna.

U zarania telefonii sygnał asymetryczny stosowano krótko bowiem zakłócający sygnał wspólny na Ziemi – gruncie  od trakcji elektrycznych tramwajów, linii energetycznych i piorunów był ogromny.  Rozwiązaniem używanym do dziś w telekomunikacji są symetryczna  linia i sygnał symetryczny.
Im bardziej rozległy jest system tym większe są problemy z zakłóceniami a szczególnie różnice napiec między sygnałowymi GND połączonych kablami sygnałowymi urządzeń.
Zatem zakłócający sygnał wspólny jest pochodną rozległości systemu.

Odpowiedniej konstrukcji (!) transformator sygnałowy do linii symetrycznych ma spore tłumienie sygnału wspólnego. Transformator nie przenosi prądu stałego ani niskich częstotliwości i stąd już pierwszy stosowany w telefonii PCM  kod kanałowy AMI tego nie wymagał.

Izolacja galwaniczna dla sygnału zawierającego składową stałą i niskie częstotliwości nie może wprost użyć transformatora.
Do izolacji „szeregowego” sygnału cyfrowego doskonale nadają się transoptory oraz łącza z światłowodem

 W panelowo - modułowym systemie Siemensa Teleperm C karty o różnej funkcjonalności są rozmiaru 100x160 mm. Duża zaletą takich systemów jest możliwość automatycznego uszycia ( owijanie na kołkach ) połączeń na backplane kasety z przygotowanego na komputerze schematu systemu sterowania dla obiektu. Taką automatyczną skomputeryzowaną technologie szycia backplane IBM zastosował pioniersko już w 1959 roku.
Moduł M74003-A180 izoluje dwa sygnały. Jest to najdroższy moduł ze wszystkich w systemie.
Moduł M74003-A190 izoluje jeden  sygnał.
W obu modułach zastosowano transmisje sygnału przez transformatorki.
Pokazanymi zewnętrznymi połączeniami moduły konfiguruje się stosownie do potrzeb.
Pobierana z systemu moc zasilania nie jest krytyczna czyli konstrukcja tych Izolatorów sygnałów nie jest trudna. 

Statystycznie najpopularniejsze w systemach automatyki są sensory temperatury a następnie ciśnienia także w zastosowaniu do pomiaru poziomu i ( różnicowe ciśnienia )  do pomiaru przepływu.
Sensory - stricte są z reguły zamontowane w wytrzymałej metalowej obudowie i izolowane. Sprawdzone praktycznie napięcie przebicia przypadkowego sensora RTD PT100 do metalowej obudowy przekracza 2 KV. Ale termopara może być przyspawana do metalowego obiektu i tu konieczność izolacji jej toru pomiarowego jest oczywista bowiem przecież sygnał z termopary jest bardzo mały. Metalowa konstrukcja obiektu jest z reguły uziemiona ( statek też jest uziemiony poprzez wodę o różnej przewodności ale samolot nie jest uziemiony ) ale normalnie nie płyną przez nią duże prądy. Duże impulsy prądu - napięcia na konstrukcji pojawiają się w momencie uderzenia pioruna  a także przy wielkoprądowych zwarciach energetycznych.

1.Konieczność izolowania toru pomiarowego on line sensora pH jest oczywista. Przy ciągłym pomiarze on-line bez udziału człowieka stosowane jest okresowe  czyszczenie systemu z sensorem pH. System czyszczący musi mieć zasilanie i izolator sygnału dla pH może korzystać z tej energii zasilania chociaż lepszy jest samodzielny izolator w transmiterze zasilanym z dwuliniowej pętli 4-20 mA.

2.Termopara może być przyspawana do metalowego obiektu i tu konieczność izolacji jej toru pomiarowego jest oczywista. Im bliżej termopary jest Izolator tym lepiej. Pracujące w ekstremalnie wysokich temperaturach  i trudnych warunkach termopary często ulegają uszkodzeniu ( zawsze stosowany jest monitoring sprawności małym prądem stałym płynącym przez termoparę ) i nawet gdy są one izolowane ( do awarii ? ) izolacja systemów ma sens.

Moduł 2B52 firmy Analog Devices o dokładności 0.1% ma wejście do izolowanej ( do 600 Vrms ) przez niego termopary typu J, K, T, E, R, S, B . Przy częstotliwości zakłócenia 50 Hz tłumienie sygnału wspólnego wynosi 160 dB ! Pracuje on z dwuprzewodową pętlą prądową 4-20 mA. Cena wynosi circa 60 dolarów.
AD nie ma w ofercie takiego modułu do pracy z RTD PT100 pewnie z uwagi na potrzebny dodatkowy prąd do zasilenia tego sensora. Ale z pewnością kiedyś się takowy pojawi.

3.Sygnałowa GND przepływomierza elektromagnetycznego powinna być połączona z metalowym rurociągiem, którym płynie mierzony strumień cieczy. Ta sygnałowa GND może / powinna być izolowana od wyjściowej GND połączonej wyjściowym  kablem z całym systemem automatyzacji.

4.Sensory temperatury PTC ( w gruncie rzeczy binarne, PTC nie są stosowane jako sensory analogowe )  z podwójną izolacją teflonową tolerującą wysokie temperatury umieszczane są w uzwojeniu średnich i dużych maszyn elektrycznych. Oczywiście ich tor musi być izolowany i w dodatku awaryjnie wytrzymać pełne napięcie z jakim pracuje maszyna elektryczna bowiem bez izolacji skutki zniszczenia izolacji sensora byłyby katastrofalne.

5.Napięcie stałe wielkiej mocy używane do masowej przemysłowej elektrolizy w połączeniu szeregowym elementarnych ogniw  może sięgać 800 Vdc i pomiar niewielkiego napięcia na kolejnych ogniwach przy dużym napięciu wspólnym musi być izolowany.
Tak samo jest z szeregowym połączeniem akumulatorów do napięcia rzędu 500 Vdc.

6.Izolowany jest pomiar prądu fazowego na wyjściu invertera PWM. Najczęściej używany jest sensor Halla w układzie otwartym lub dokładniejszym układzie  zamkniętym z kompensacją uzwojeniem pola magnetycznego od zwoja mierzonego prądu. Stosowane są też sensory ( impulsowe Flux Gate ) z nasycanym rdzeniem.

7.Pomiar prądu w energetycznej linii WN lub NN dokonywany jest izolowanym przekładnikiem prądowym bowiem nie ma tu składowej stałej. Na wypadek przebicia izolacji przekładnika po stronie wtórnej jest ochronny iskrownik i mocny warystor i kolejny transformator izolujący ale już o izolacji rzędu tylko 10 KV jako że prądy zwarcia mogą być rzędu 50 kA !

8.Ale pomiar napięcia na wyjściu tyrystorowego mostka trójfazowego zasilającego silnik DC nie musi być izolowany i wystarczy użyć wzmacniacza różnicowego IA o dużych rezystorach ( > 10 MOhm) na wejściu. Mierzone pulsujące napięcie DC w stosunku do napięcia wspólnego jest duże i nie jest potrzebny bardzo duży współczynnik tłumienia napięcia wspólnego CMRR.

9.W sieciowych zasilaczach impulsowych SMPS nierówne spadki napięć na różnie obciążanych prostownikach wyjściowych wynikają głównie  z indukcyjności rozproszenia transformatora mocy SMPS. Toteż stabilizowane jest najważniejsze napięcie w systemie a pozostałe napięcia odrobinę się zmieniają przy obciążeniu. Sygnał błędu regulacji napięcia z izolowanej strony wtórnej na stronę sieciową SMPS przekazywany jest transoptorem lub transformatorkiem impulsowym. W przypadku wielkoekranowego odbiornika TVC stabilizowane jest najważniejsze napięcie rzędu 140 Vdc zasilające układ odchylania poziomego H-Out (  to w TVC największy konsument energii ) ale w odbiornikach TVC niższej klasy o mniejszym ekranie i odbiornikach TV gorsza stabilizacja napięcia jest tylko po stronie pierwotnej.
Sprawność emisyjna diody LED transoptora spada z czasem. Transoptor może się też uszkodzić. Zwykle sygnał izolowany transoptorem obniża napięcie SMPS co przy uszkodzeniu transoptora jest niebezpieczne. Rozwiązaniem chroniącym przed dewastacją jest zwarcie zasilacza przez CrowBar. Lepszym rozwiązaniem jest przekazywanie transoptorem na stronę sieciową sygnału który podnosi napięcie przetwornicy w zakresie do 6-10%. Po uszkodzeniu transoptora SMPS pracuje z gorszą stabilizacją po stronie pierwotnej i obniżonym napięciem wyjściowym. Ale urządzenie nadal pracuje ( z obniżonymi parametrami ) i nie dochodzi do kaskady uszkodzeń czy nawet pożaru. 
W zasilaczu komputera najważniejsze jest główne napięcie 5V a napięcie 12V do zasilania serwomechanizmów dysków trochę się zmienia z jego obciążeniem. Gdy to napięcie 12 V lub w rozbudowanych systemach automatyki napięcie 24 V zmienia się z obciążeniem za mocno można je wysokosprawnie  stabilizować używając Magnetic Amplifier Ram eya tak jak w pokazanych przykładach Fanuc i Tandy.


10.Pływające obwody wejściowe medycznego urządzenia EKG muszą być podwójnie izolowane i zabezpieczone przed przepięciami

„Izolowane” GND systemu elektronicznego pracującego z sensorami ( izolowanymi od metalowej konstrukcji  ) może być celowo utrzymywana na poziomie rzędu 10 Vdc w stosunku do metalowej konstrukcji obiektu gdzie pracują sensory. Pozwala to na pomiar prądu upływu czyli rezystancji izolacji sensorów i okablowania. Zmierzona rezystancja może być podana do jednego z wejść multiplexera  ADC i być prezentowana na ekranie komputera. Obniżenie lub zwarcie izolacji ma wywołać Alarm i podjęcie prac naprawczych do przywrócenia izolacji.  Przy szukaniu uszkodzonego sensora - kabla po prostu wyciągamy na chwilę z gniazd wtyki kabli aż znajdziemy winnego. Taki układ monitorujący stan izolacji jest szczególnie cenny w systemach pracujących długo bez udziału ludzi.
Ale aby na GND izolowanego systemu nie pojawiło się niebezpieczne napięcie jest on z PE  i metalową konstrukcją  połączony silnym warystorem lub załączanym nadmiernym napięciem tyrystorem itp. 
 
Zwróćmy uwagę że przez przewód ochronny PE do którego przyłączane są maszyny elektryczne połączone mechanicznie i siłą rzeczy elektrycznie z metalową konstrukcją obiektu, sieci niskiego napięcia płyną prądy pojemności maszyn elektrycznych i prądy przez kondensatory  Y przeciwzakłóceniowych filtrów LC w zasilaczach impulsowych  SMPS. Tak więc na metalowej konstrukcji obiektu są niewielkie napięcia sieciowe i napięcia zakłóceń.

Hybrydowe "Isolated Amplifier" są w ofercie Analog Devices i Burr Brown. Cena dokładniejszych modułów sięga nawet 100 dolarów. Izolowany sygnał jest przekazany specjalnym transoptorem w układzie Servo lub zmodulowany sygnał transformatorkiem.
Transoptor jest nieliniowy a parametry diody LED pogarszają się z temperaturą. Dodatkowo dioda LED się starzeje i długoterminowo traci efektywność.
-Specjalny transoptor do układu "Servo" ma jedną diodę LED i dwie identyczne izolowane fotodiody. Jego stabilna konstrukcja mechaniczna gwarantuje długoterminowe jednakowe oświetlenie LEDem obu fotodiod , które się nie starzeją. Pokazany na schemacie ( sygnał tylko z jednym znakiem czyli unipolarny ) stabilny, liniowy układ z zastosowaniem tego transoptora jest prosty. Sterujący nadawczą diodą LED wzmacniacz AI z reguły jednocześnie pracuje z sensorem.  Kompletny "Isolated Amplifier" zawiera też izolowaną przetworniczkę przeciwsobną ( częstotliwość pracy 100-200 kHz ) do zasilania strony izolowanej z sensorem. Dla układu wielokanałowego przetworniczka jest jedna ( podzielony koszt ! ) ale transformatorek ma wiele izolowanych wzajemnie uzwojeń.
Autor nie posiadał takiego specjalnego transoptora Servo i do prób zastosował podwójny transoptor w obudowie DIL8 łącząc ich diody LED szeregowo. Ponieważ nieliniowe diody LED mają odrobinę różną efektywność świetlną, liniowość nie jest zachwycająca ale o dziwo stabilność cieplna nie jest zła. Ale rezultaty mocno zależą od różnic między transoptorami. 

HP omawia i analizuje ( nieliniowość emisyjna LEDa przybliżona jest funkcją potęgową ) zastosowanie podwójnego transoptora w układzie różnicowym ale nie w tym układzie serwo.
Układ też nazwany "Servo" przez HP z parą transoptorów ma dość marne parametry szczególnie dlatego że użyto fototranzystorów ( Linear Application of Optocouplers, Application note 951-2) których wzmocnienie prądowe jest przecież nieliniowe.

-W układzie z izolującym transformatorkiem jest przeciwsobna zasilająca izolowaną wyspę przetworniczka. Po stronie izolowanej przeciwsobnej „przetworniczki sygnałowej” sygnał ( asymetryczny w maksymalnej wielkości ale bipolarny kilku woltów ) przełączają  dwa tranzystory JFet sterowane bramkami napięciem z przetworniczki zasilającej. Po stronie nieizolowanej tak samo kluczowane JFety pełnią rolę demodulatora. Ponieważ rezystancja kluczy tranzystorów JFet jest niestety spora ( i rośnie z temperaturą ), dla dobrej dokładności  typowo kubkowy rdzeń transformatorka sygnałowego jest z ferrytu o bardzo dużej przenikalności magnetycznej rzędu 20 - 25 tysięcy. Nie są to bynajmniej ferryty egzotyczne.

 Częstotliwość graniczna przenoszenia takiego układu wynika z częstotliwości modulacji oraz rezonansów transformatorka i nie jest duża.
Dla układu wielokanałowego przetworniczka zasilająca jest jedna ( znacznie zmniejszony koszt na kanał ! ) ale transformatorek ma wiele izolowanych uzwojeń z prostownikami.

W tym schemacie nie interesuje nas precyzyjny przedwzmacniacz z układem OPA z  autorównoważeniem taktowany przez sygnał przetwornicy podzielony przez dwa układy 74C90 ale jądro układu izolującego. Zamiast tego układu stosujemy kondycjoner do konkretnego izolowanego sensora.   
W pokazanym rozwiązaniu w torze sygnałowym zastosowano katalogowy transformatorek Stancor „PCT-39 Miniature encapsulated transformer” wagi  0.111 oz i rozmiarów L W H 0.31 x 0.41 x 0.465 cala. W przetwornicy również użyto katalogowego transformatorka. Użycie standardowych elementów mocno obniża koszt rozwiązań.
Pobór mocy przez ten układ można mocno zmniejszyć optymalizując m.in. obwody sterujące bramki JFetów i tranzystorów przetworniczki . Mankamentem układu jest tez minimalna asymetria sygnału prostokątnego z generatora z trzema inverterami 74C04 co wywołuje szkodliwe namagnesowanie rdzeni obu transformatorków. Sygnał totalnie symetryczny uzyskuje się przerzutnikiem D połączonym w przerzutnik T na wyjściach Q i /Q.
Dioda w wyjściowym wzmacniaczu jest elementem kompensacji Zera i skali.
W sumie należy ten schemat traktować jako szkic i inspiracje.
Jedyne produkowane w kraju tranzystory polowe JFet serii BF245 z racji dużej wartości rezystancji Rdson ( rośnie z temperaturą ) zupełnie się do takiego układu nie nadają po stronie izolowanej.
Dla sygnału unipolarnego znakomicie nadają się tu jako klucze Mosfety, które mają pasożytniczą antyrównoległa diodę ale bardzo małe Rdson. 
Układ z tranzystorami bipolarnymi jako kluczami ma bardzo asymetryczny zakres sygnału i napięcie "ujemne" sygnału ( dla kluczy NPN ) jest niewielkie tak jak niewielka jest połowa napięcie Ubeo. Jednak sygnałów bipolarnych jest mniej niż unipolarnych. Dokładność układu eksperymentalnego ( użyto dostępnych przełączających tranzystorów PNP bowiem mają znacznie krótszy czas wyjścia z nasycenia ) jest całkiem dobra.

-Moduły AD294 mają tylko jeden transformatorek przekazujący (częstotliwość pracy średnio około 200 KHz) jednocześnie moc zasilania w jedną stronę i wartość unipolarnego sygnału w drugą stronę.  Moc jest przekazywana w modzie Forward a napięcie sygnału w modzie Flyback gdzie napięcie Flyback jest proporcjonalne do przekazywanego sygnału. Aby współbieżność napięć na stronach - układach Sample/Hold ( po stronie nadawczej pracuje w nadążnej pętli ) załączonym w czasie Flyback po obu stronach była idealna oba uzwojenia dla S/H mają identyczne położenie w stosunku do wtórnego uzwojenia mocy Forward-Flyback. W takim rozwiązaniu rozpiętość unipolarnych napięć nie powinna  przekraczać 5 razy czyli system doskonale nadaje się do izolowania pętli 4-20 mA. 

Autor wykonał podobny układ ( przetworniczka na jednym tranzystorze jest połowicznie blocking generatorem dla dobrej stabilności czasu załączenia tranzystora )  ale zamiast układów S/H zastosował proste diodowe identyczne prostowniki szczytowe i napięcie mają pewne tętnienia ( z minimalnymi zabiegami są silnie stłumione ) ale dokładność pracy jest zdumiewająco dobra !
 
Application Note AN-298 National Semiconductor zatytułowana "Isolation Techniques for Signal Conditioning" ilustruje różne nieortodoksyjne metody izolowania sensorów. Układ z izolowanym sensorem temperatury LM135 pracuje na podobnej zasadzie kontrolowania napięcia Flyback jak układ AD-294 ale jest jednak o rząd mnie dokładny z uwagi na spadki napięć na rezystancji uzwojenia i indukcyjności rozproszenia. Działanie innych izolowanych systemów też jest łatwe do analizy i zrozumienia. Nie są to systemy dokładne ale są tanie w realizacji.

-Gdy mikrokontroler ma rozbudowany system liczników łatwym i niezłym rozwiązaniem jest po stronie izolowanej prosty, scalony przetwornik Napięcie na Częstotliwość V/F sterujący izolujący transoptor lub transformatorek impulsowy. Stabilność temperaturowa przetworników V/F nie jest jednak  wysoka. Ale sygnał przetworzony na przesłane  impulsy można zrekonstruować do analogowego prostym identycznym przetwornikiem ale w konfiguracji F/V ( oba pracują w systemie różnicowo i ich błędy się różnicowo „kasują”. Z reguły układ scalony może być skonfigurowany jako V/F lub F/V) z filtrem dolnoprzepustowym.

-Dla dużej dokładności po stronie izolowanej może pracować Integrator, Komparator i Klucze przetwornika ADC z podwójnym ( a nawet wielokrotnym ) całkowaniem. Taka idea jest stosowana w krajowych miernikach cyfrowych V54X. Dwustronna komunikacja z nieizolowaną częścią cyfrową czyli z mikrokontrolerem  może się odbywać jednym transformatorkiem impulsowym choć w starszych rozwiązaniach DVM stosowano kilka transformatorków impulsowych. Dla uniknięcia dodatkowej logiki potrzebna jest odpowiednia konfiguracja licznika w przyszłym mikrokontrolerze. Transformatorek do izolacji galwanicznej byłby nieobowiązkowy i scalony układ do podwójnego całkowania może też pracować połączony galwanicznie z mikrokontrolerem. Oprócz wymienionego zastosowania licznika w mikrokontrolerze są też możliwe inne. Dotychczas licznikom towarzyszy w mikrokontrolerze tylko elementarnie prosta logika i konfiguracje robocze liczników są bardzo ubogie.  
Realizacja programowo - sprzętowa obecnymi mikrokontrolerami sekwencji dla ADC „Dual Slope” jest za mało dokładna w czasie.

Dla dużej dokładności po stronie izolowanej może pracować analogowy modulator  Sigma Delta przetwornika ADC. Po stronie z procesorem jest filtr cyfrowy. Za pewnik można uznać to że takie systemy się pojawią. Na razie mikrokontroler nie może mieć tego cyfrowego  filtru bowiem ten filtr jest bardziej skomplikowany niż mikrokontroler. 

Transoptory są coraz szybsze. Logika pracująca z odpowiednim transformatorkiem też jest coraz szybsza a transformatorek coraz zmniejszy i mniejszy . W obu metodach izolacji energia dla izolowanego przesłania jednego binarnego  impulsiku ciągle maleje.

Izolacja precyzyjnego systemu analogowego jest droga i należy jej unikać jeśli jest to alternatywnie możliwe w innym rozwiązaniu systemu. 

Niestety CEMI nie produkuje odpowiednich transoptorów do systemu Serwo ani też tranzystorów JFet o małej oporności Rdson ani Mosfetów ani szybkich transoptorów cyfrowych.
Nie ma odpowiednich standardowych transformatorków ani nawet odpowiednich ferrytów czy innych materiałów na rdzeń.

Eichmann. Czarna katastrofa moralna Zydow

Eichmann. Czarna katastrofa moralna Zydow
 Adolf Eichmann to główny koordynator i wykonawca planu Ostatecznego Rozwiązania kwestii żydowskiej. Członek organizacji uznanych po wojnie za przestępcze: Schutzstaffel, Sicherheitsdienst i Gestapo. W 1960 roku schwytany w Argentynie przez Mosad, następnie przetransportowany do Izraela gdzie został w Jerozolimie po rzetelnym procesie skazany na karę śmierci.
Materiałom z procesu trudno jest coś zarzucić bo władze Izraela miały świadomość tego że proces jest obserwowany przez świat i ustawka sądowa skompromituje młode państwo. Hannah Arendt znakomitą książkę oparła o materiały z tego procesu.

Hannah Arendt, Eichmann w Jerozolimie. Rzecz o banalności zła, przełożył Adam Szostkiewicz, Społeczny Instytut Wydawniczy ZNAK, Kraków 1987:
" Wedle oświadczenia Eichmanna, czynnikiem, który odegrał największą rolę w uspokojeniu jego sumienia, był po prostu fakt, że nie spotkał on nikogo, absolutnie nikogo, kto byłby przeciwko Ostatecznemu Rozwiązaniu. ... Nie oczekiwał on naturalnie od Żydów, że będą podzielali powszechny entuzjazm z powodu własnej zagłady, oczekiwał jednak czegoś więcej niż uległości - oczekiwał mianowicie - a jego oczekiwania spełniły się w stopniu nadzwyczajnym - współdziałania. Była to "naturalnie podstawa" (of course the very cornerstone) wszelkiej jego działalności, podobnie jak działo się to w okresie wiedeńskim. Gdyby nie pomoc Żydów w pracy administracyjnej i działaniach policji - jak wspomniałam, wyłapanie wszystkich Żydów berlińskich było wyłącznym dziełem policji żydowskiej - zapanowałby kompletny chaos bądź też doszłoby do poważnego obciążenia niemieckiej siły roboczej (Eichmann, s. 150).

    Dla Żydów rola, jaką przywódcy żydowscy odegrali w unicestwieniu własnego narodu, stanowi niewątpliwie najczarniejszy rozdział całej tej ponurej historii. ... W kwestii współdziałania nie było żadnych różnic pomiędzy wysoce zasymilowanymi społecznościami Żydów środkowo- i zachodnioeuropejskich a mówiącymi po żydowsku masami na Wschodzie. Zarówno w Amsterdamie, jak w Warszawie, w Berlinie tak samo jak w Budapeszcie można było mieć pewność, że funkcjonariusze żydowscy sporządzą wykazy imienne wraz z informacjami o majątku, zagwarantują uzyskanie od deportowanych pieniędzy na pokrycie kosztów ich deportacji i eksterminacji, będą aktualizować rejestr opróżnionych mieszkań, zapewnią pomoc własnej policji w chwytaniu i ładowaniu Żydów do pociągów, na koniec zaś - w ostatnim geście dobrej woli - przekażą nietknięte aktywa gminy żydowskiej do ostatecznej konfiskaty... Na podstawie inspirowanych, ale nie dyktowanych przez nazistów manifestów, które funkcjonariusze ci ogłaszali, możemy się przekonać - jeszcze dzisiaj - jak wielką rozkosz sprawiała im nowo pozyskana władza: "Centralna Rada Żydowska otrzymała prawo wyłącznego dysponowania wszelkimi dobrami duchowymi i materialnymi Żydów - a także wszelką żydowską siłą roboczą" - czytamy w pierwszym obwieszczeniu rady budapeszteńskiej (Eichmann, s. 151-152).

    Dobrze znany fakt, że w rzeczywistości zadanie uśmiercania w ośrodkach zagłady spoczywało zwykle w rękach ekip złożonych z Żydów, został w stu procentach potwierdzony przez świadków oskarżenia - włącznie z tym, że członkowie owych brygad obsługiwali komory gazowe i krematoria, wyrywali złote zęby i obcinali zwłokom włosy z głowy, kopali groby, następnie zaś zasypywali je ziemią, aby usunąć ślady masowych mordów, a żydowscy specjaliści zbudowali komory gazowe w Terezinie, gdzie żydowska "autonomia" posunięta była tak daleko, że nawet kat był Żydem. Ale to wszystko było tylko potworne, nie stanowiło jednak problemu moralnego... Problem moralny zawierał się w tym, na ile prawdziwy był opis Eichmanna dotyczący współdziałania Żydów, nawet w warunkach stworzonych przez Ostateczne Rozwiązanie: "Sformowanie Rady Żydowskiej [w Terezinie] oraz podział zadań do wykonania pozostawiono dyskrecji Rady, z wyjątkiem wyznaczenia prezesa, czyli ustalenia, kto ma być prezesem, co oczywiście zależało od nas. Jednakże wyznaczenie prezesa nie miało formy decyzji arbitralnej. Działaczy, z którymi utrzymywaliśmy stały kontakt, trzeba było traktować z wielką ceremonią. Nie wydawało się im rozkazów po prostu dlatego, że jeśli najważniejszym z nich powiedziałoby się, co mają robić w formie »musisz«, wcale nie ułatwiłoby to pracy. Jeżeli dana osoba nie lubi tego, co robi, całe przedsięwzięcie na tym ucierpi... Staraliśmy się, jak mogli, żeby uczynić wszystko możliwie znośnym". Nie ulega wątpliwości, że się starali - rzecz w tym, jak mogło im się to udać (Eichmann, s. 157-159).

    Zatrzymałam się nad tym rozdziałem całej historii, którego proces jerozolimski  nie zdołał przedstawić opinii światowej w jego rzeczywistych wymiarach, ponieważ rozdział ten pozwala w najbardziej uderzający sposób wniknąć w istotę moralnej katastrofy wywołanej przez nazistów w szacownych społeczeństwach Europy - nie tylko w Niemczech, ale prawie we wszystkich krajach, nie tylko u prześladowców, lecz także u ofiar (Eichmann, s. 161).

    Żydzi niemieccy od samego początku zaakceptowali ... bez protestu [kategorie, na jakie Żydów podzielili naziści]. Owa akceptacja uprzywilejowania pewnych kategorii ludzi - Żydów niemieckich w odróżnieniu od Żydów polskich, kombatantów i Żydów z odznaczeniami w odróżnieniu od zwykłych Żydów, rodzin, których przodkowie urodzili się w Niemczech w odróżnieniu od obywateli niedawno naturalizowanych itd. - stanowiła początek moralnego upadku cieszącej się poważaniem społeczności żydowskiej (Eichmann, s. 169).

    Katastrofalne pod względem moralnym w owej akceptacji uprzywilejowanych kategorii ludzi było to, że każdy, kto domagał się, aby w jego przypadku uczynić "wyjątek", pośrednio uznawał samą zasadę . Najwyraźniej jednak nigdy nie dotarło to do świadomości owych "porządnych ludzi" - zarówno Żydów, jak i nie-Żydów, którzy zajmowali się tymi wszystkimi "szczególnymi przypadkami", zasługującymi ewentualnie na uprzywilejowane potraktowanie. Rozmiary, w jakich nawet prześladowani Żydzi zaakceptowali normy Ostatecznego Rozwiązania nigdzie może nie rzucają się bardziej w oczy niż w tak zwanym Raporcie Kastnera... Nawet po zakończeniu wojny Kastner szczycił się tym, że udało mu się uratować "wybitnych Żydów" - kategorię tę naziści wprowadzili oficjalnie w roku 1942 - jak gdyby i on był zdania, iż rozumiało się samo przez się, że sławny Żyd miał większe prawo do życia niż przeciętny... O ile jednak żydowscy i nieżydowscy obrońcy koncepcji "szczególnych przypadków" mogli nie uświadamiać sobie swego mimowolnego współudziału w zbrodni, owo pośrednie uznanie zasady zapowiadającej śmierć dla wszystkich przypadków nie będących "szczególnymi" musiało być rzeczą zupełnie oczywistą dla ludzi, którzy trudnili się mordowaniem (Eichmann, s. 170).

    [Dla Eichmanna zaś] sprawy wyglądały tak a nie inaczej - w kraju obowiązywało takie a nie inne prawo, oparte na rozkazie führera; wszystko co robił, odpowiadało - na tyle, na ile potrafił to ocenić - zachowaniu szanującego prawo obywatela. Wypełniał swoje obowiązki, jak wielokrotnie powtarzał podczas śledztwa i na sali sądowej; był posłuszny nie tylko rozkazom, lecz także prawu (Eichmann, s. 173)."

Archiwum. Automatyzacja realna czyli nieznana. 5 OPA

Archiwum.  Automatyzacja realna czyli nieznana. 5 OPA

 Idea wzmacniacza operacyjnego krystalizowała się od 1936 roku wraz z analizatorem różniczkowym czyli późniejszą udoskonaloną maszyną analogową.

 Lampową parę różnicowa odkrył genialny Anglik Alan Blumlein w 1936 roku. To jeden z najważniejszych wynalazków elektroniki. Bez par różnicowych nie ma żadnych analogowych monolitycznych układów liniowych i układów mieszanych. Para różnicowa może być lampowa, bipolarna, JFet, MOS i CMOS.   Dryft super symetrycznej pary różnicowej na tranzystorach bipolarnych może być 10 tysięcy razy mniejszy (2mV/C → 0.2 uV/C) niż tranzystora. Para jest znacznie bardziej liniowa i może dać większy sygnał wyjściowy. Wejściowy i wyjściowy sygnał różnicowy pary jest mało podatny na zakłócenia, także w transmisji. Bazująca na parach różnicowych logika ECL jest najszybsza ze wszystkich.
Geniusz pracując dla koncernów  uzyskał w krótkim okresie aż 128 istotnych patentów w dziedzinie telekomunikacji, telewizji, radaru, dźwięku stereofonicznego i jego zapisu. Jego śmierć ( zaledwie 38 lat ) w wypadku lotniczym przy teście radaru z opracowywanym tajnym magnetronem w 1942 roku trzymano w tajemnicy przez 3 lata. 
Idee i schemat stosowanego do dziś układu odchylania poziomego w TV opatentował w 1932 roku. Kluczowanie poziomu czerni to jego patent z 1933 roku.
Jednym z pierwszych zastosowań pary różnicowej był szybki przerzutnik Schmidta, który odegrał dużą role w rozwoju elektroniki, pozwalając m.in. uzyskać synchronizacje w oscyloskopie.

 Innowacyjna kiedyś Europa rządziła światem ale swoją pozycje trwale utraciła w obu Wojnach Światowych. Centrum cywilizacji naukowo- technicznej już na koniec XIX wieku przesunęło się do USA. To w Ameryce w prywatnym AT&T - Bell Laboratories dokonano odkryć wszechczasów – tranzystora bipolarnego a potem MOS. W należącym do AT&T Western Electric pracował też Blumlein.
W mikroelektronice Europa Zachodnia jest słaba. Japonia z ogromną determinacją i dyscypliną uzyskała silną pozycje a teraz jeszcze bardziej zdeterminowana jest Korea Południowa.
Rozwój jest ewolucyjnym procesem ciągłym ale jednak kraje z mądrymi rządami są w stanie dogonić liderów cywilizacji. 

 Analogowe i mieszane układy monolityczne stają się coraz bardziej skomplikowane. Osobne układy scalone wzmacniacza IF TVC i układ demodulatora VSB ( tam są praktycznie tylko pary różnicowe !) scalono w układ TDA440. Ale w kolejnych układach dodano jeszcze układ demodulatora częstotliwości nośnej dla Automatycznej Regulacji Częstotliwości AFC. Tak samo scalane są układy dla telewizyjnego dekodera kolorów.  W końcu zostanie scalony w jednym układzie cały tor sygnałowy TVC.
 
 W nowoczesnych układach wzmacniaczy szerokopasmowych ( obecnie sięgających pasmem do 2 GHz ) należy wybierać konfiguracje dającą jak największe pole wzmocnienia. Najlepsze (pomijając wzmacniacz z równoległą korekcją indukcyjną i korekcją szeregową 8,9 ) są pod tym względem dwójki (6,7) i trójki (od niedawna, brak na wykresie ) ze sprzężeniem zwrotnym. Dodatkowo nie stosuje się w nich (często regulowanych,  pracochłonność !) elementów korekcyjnych L-C co jest ogromną zaletą w implementacji monolitycznej . Pomijając pojemności tranzystorów Pole Wzmocnienia jest zawsze proporcjonalne do częstotliwości granicznej tranzystorów Ft.
Na wykresie pokazano iloczyn GB dla argumentu Wg/Wt. Dla praktycznej wartości tego argumentu do około 0.1-0.15 wartość GB dochodzi dla tych konfiguracji dwustopniowych do 0.95. [1-wzmacniacz oporowy, 2-wzmacniacz z oporowym sprzężeniem emiterowym, 3-wzmacniacz ze sprzężeniem kolektorowym, 4-wzmacniacz z pojemnościową korekcją sprzężenia emiterowego, 6-dwójka z lokalnym mieszanym sprzężeniem zwrotnym, 7-dwójka ze sprzężeniem dwustopniowym ].

 Choć rzecz jest trudniejsza w dowiedzeniu nie trudno się domyśleć że także w przypadku wzmacniaczy operacyjnych (szczególnie mocy) istotna jest Ft tranzystorów choć duży jest wpływ impedancji obciążenia OPA, szczególnie pojemnościowej. Coraz mniejsze tranzystory monolityczne mają coraz większą Ft i wzmacniacze operacyjne są i będą coraz szybsze.
Obecnie monolityczne wzmacniacze szerokopasmowe ( To nie są wzmacniacze operacyjne. Są bardzo użyteczne i coraz szerzej stosowane) stosują tylko tranzystory NPN. Zatem zastosowanie w produkcji OPA technologii dającej równie szybkie tranzystory PNP i lepszych konfiguracji da przyszłe wzmacniacze operacyjne o trudnej  dziś do wyobrażenia szybkości.    

 Pierwszy niewielki lampowy moduł ( building block czyli cegła do muru ) wzmacniacza operacyjnego produkowano od 1952 roku. Zastosowano w nim oczywiście wejściową parę quasi - różnicową ( podwójna trioda ) typową dla OPA także obecnie. Amerykańska lampa 12AX7A to europejska lampa ECC83.

 Asymetria par różnicowych ( w OPA jest ich więcej niż tylko para wejściowa choćby w typowym desymetryzującym lustrze prądowym na wyjściu wejściowej pary różnicowej lub drugi stopień z parą różnicową ) nadal przekłada się na napięcia i prądy  niezrównoważenia i ich dryfty. Stąd OPA produkowane nowszymi, precyzyjniejszymi technologiami o większej rozdzielczości mają mniejsze niezrównoważania.
Bipolarny układ OPA LT1012 to trochę rozbudowany (do 43 tranzystorów ) i produkowany nowszą technologią układ SuperBeta LM108. W polskiej literaturze układ LM108 jest dobrze omówiony i nie ma potrzeby powtarzania informacji. W zależności od grupy selekcyjnej LT1012 ma napięcie niezrównoważenia zaledwie 8 – 20 uV !
Ponieważ zastosowano w nim kompensacje prądu polaryzacji wejść ( prosty układ wokół tranzystora Q13 ) to zmniejszono go z circa 1 nA do +-40 pA ( w podwyższonej temperaturze jest mniejszy niż dla typu JFet ) ale dryft prądu niezrównoważenia zmniejszono niewiele. Znacznej poprawie uległy wszystkie parametry !

Wcześniej Goldberg w 1949 roku opracował wzmacniacz z przetwarzaniem sygnałów. Mimo ich zalet zastosowanie wzmacniaczy chopperowych było ograniczone do konfiguracji odwracającej a nierozwiązanym nadal problemem są intermodulacje i znaczne wejściowe szumy prądowe.  
Obecnie produkowanych jest wiele uniwersalnych typów OPA i typów dedykowanych do obszarów zastosowań. Uproszczone OPA są elementem składowym bardziej skomplikowanych układów monolitycznych.
Specyficznym typem szerokopasmowego wzmacniacza jest komparator pracujący bez zewnętrznego ujemnego sprzężenia zwrotnego. 
-OPA występują praktycznie w każdym przyrządzie pomiarowym i elektronice profesjonalnej. Studyjny sprzęt Audio, a szczególnie stoły mixerskie, zdominowały niskoszumne o małych THD układy OPA NE5532 i każda współczesna piosenka przeszła przez najmniej kilkanaście takich OPA.
-Mimo użycia monolitycznych układów dedykowanych, OPA nadal są stosowane w telefonicznych centralach PWM i są stosowane w schyłkowej  telefonii nośnej 
-W elektronice wbudowanej obsługują analogowe wejścia i wyjścia
-Są od lat powszechnie stosowane w masowym japońskim sprzęcie Audio wysokiej jakości zastępując przestarzałe układy dyskretne nadal używane w Europie. Zawsze są użyte w serwomechanizmach magnetowidu. Używane są w odtwarzaczach CD.
-Popularne monolityczne wzmacniacze mocy Audio dobrej jakości jak  TDA2020, TDA2030 ( ten ostatni jako odpowiednik produkowany jest w NRD ) mają konfiguracje wzmacniacza operacyjnego i ich zastosowanie często pozwala radykalnie uprościć konstrukcje urządzeń nie Audio.
 
OPA są w układzie monolitycznym cząstką:
-Modulatora z przełączanymi pojemnościami w ADC Sigma Delta. Kilku OPA w IC towarzyszy też komparator
-DAC z wyjściem napięciowym
-Wzmacniacza różnicowego Instrumental Amplifier w ilości 1, 2 lub 3 sztuk choć stosowane są także specyficzne rozwiązania IA tylko bazujące na podstawowych elementarnych rozwiązaniach OPA
-Programmable Gain Amplifier  PGA to IA z przełącznikami CMOS zmieniającymi wzmocnienie według podanego sygnału cyfrowego. Dzięki temu jeden PGA z multiplexerem może obsługiwać przeróżne sensory i sygnały.
-Przetwornika Napięcia na Częstotliwość VFC
-Przetworników wartości skutecznej RMS
-Interface do sensora LVDT
-Interface do resolvera 
-Kontrolerów różnych zasilaczy impulsowych
-W wersji uproszczonej jako klocek w wielu układach monolitycznych do RTVC 
-Komparator jest stosowany w aproxymujących ADC

Funkcjonalność ( i akceptowana przez rynek cena ) układów  cyfrowych rośnie z ilością użytych tranzystorów ale w miarę wzrostu powierzchni układu z powodu wad,  spada uzysk produkcyjny. Po uwzględnieniu kosztu obudowy powstaje równanie pozwalające ustalić optymalną wielkość integracji. Rozwój wydarzeń potwierdza wnioski z tej analizy.
Intelowski procesor 80286 będący sercem komputera PC AT ma 134 tysiące tranzystorów CMOS czyli bardzo dużo na tle układów analogowych ale spora część tranzystorów CMOS w układzie analogowym musi być  jednak dużo większa aby zachowane były ostre proporcje wymiarów tranzystorów i akceptowalne szumy.
Mikrokontrolery 16 bitowe do masowych sterowników  silników samochodu muszą mieć bardzo rozbudowane peryferia a wśród nich złożone układy licznikowe, przetwornik A/D z wejściowym multiplexerem i układy PWM jako wyjścia.
Termistor NTC jako sensor temperatury wymaga tylko jednego zasilającego opornika i może być wprost (pomijając zabezpieczenie przepięciowe ) dołączony jako sensor do wejścia ADC takiego mikrokontrolera. Stąd znaczna popularność sensorów NTC w samochodach. Także wprost można dołączyć potencjometr ( przepustnica ) jako sensor położenia.  Ale inne sensory (ciśnienie,  wilgotność ) wymagają analogowego układu kondycjonerów. Wydaje się że monolityczny piezorezystancyjny sensor ciśnienia (różnicowy jako sensor przepływu) o sporym rozrzucie parametrów, niezrównoważeniu i dryfcie winien być zintegrowany z kondycjonerem eliminującym te wady i dostarczającym sygnał wprost do ADC mikrokontrolera. 
„Programable Gain Amplifier” PGA to wzmacniacz instrumentalny o wzmocnieniu wybieranym wejściami binarnymi czyli przez procesor według wykonywanego programu. PGA jest użyteczny w budowie systemu wejściowego obsługującego różne sensory. Już obecnie jest możliwe dołożenie PGA przed ADC w złożonych mikrokontrolerach do silników samochodowych.  

Ponieważ uzasadniona ekonomicznie liczba tranzystorów jest znacznie większa niż jest w jednym OPA to produkowane są układy podwójne i poczwórne.

Do budowy typowego transmitera ( 4-20 mA lub 1-5 mA ) dla sensora potrzebny jest co najmniej wzmacniacz operacyjny OPA i Źródło napięcia / prądu odniesienia.
 Mikromocowy układ  National Semiconductor LM10 zawiera  OPA, komparator  i napięcie odniesienia 200 mV. W dodatku pracuje zasilany napięciem od 1 V co sprawiło że musiał być  skomplikowany. NSC dał w AN211 (New Op Amp Idea i Addendum to AN-211 Low Voltage Techniques) przykłady realizacji m.in. transmiterów do sensorów. Ale układ był oraz  jest drogi i nie zdobył popularności. Układ taki pracujący od napięcia zasilania >3 V byłby o wiele prostszy i z pewnością zyskałby dużą popularność. Normalne napięcie odniesienia BandGap jest też o wiele stabilniejsze.

Nowatorski układ XTR101 Burr Brown współpracuje z sensorem temperatury RTD (w szczególności PT100), termoparą, z mostkowym sensorem ciśnienia i każdym innym sensorem dającym conajmniej milivoltowy sygnał. Dedykowany jest do pracy z dwuprzewodową linią 4-20 mA.
Zawiera precyzyjny wzmacniacz instrumentalny IA i dwa precyzyjne źródła prądowe oraz układ wyjścia prądowego do linii 4-20 mA i zasilacz. Poniżej jest uproszczony schemat tego układu. Jego mankamentem jest bardzo wysoka cena, powyżej 25 dolarów.

W logice bramka to "building block". Podstawowa historyczna rodzina układów TTL oparta jest o tranzystor wieloemiterowy. Najprostsza jest wewnętrzna bramka NAND o małej obciążalności. Bardziej skomplikowana jest bramka o większej obciążalności z wyjściem na zewnątrz. Ale bramka EXOR stosuje specyficzne rozwiązanie schematu a nie ortodoksyjnie wiele bramek NAND. Rozwiązania nieortodoksyjne angażują mniej elementów i są znacznie szybsze. Specyficzne nieortodoksyjne rozwiązanie mają bramki EXOR, złożone bramki AND-OR ( czas propagacji zbliżony do prostej bramki !), wszystkie przerzutniki, pamięci ROM, RAM i logiczne układy programowalne. 
W logice CMOS jest jeszcze więcej rozwiązań nieortodoksyjnych. Układ szybkich przeniesień w sumatorze / ALU w ogóle nie ma wprost równoważnika w bramkach !
Pojęcie "building block" nie jest więc precyzyjne.

 Po lampowych modułach OPA pojawiły się moduły tranzystorowe, hybrydowe i wkrótce scalone OPA monolityczne. Pierwszy pionierski monolityczny wzmacniacz operacyjny uA702 z 1963 roku w szokująco wysokiej cenie 300 dolarów miał tylko 9 tranzystorów wyłącznie NPN. Rozwiązanie z przesuwnikiem napięcia z dodatnim sprzężeniem zwrotnym wzięto z pokazanego już modułu lampowego OPA. Lampy elektronowe też są tylko typu N ! Stosowano uA 702 głównie w latających  militariach i podboju kosmosu. Miał małe napięcie niezrównoważenia i jego dryfty ( lepszy model tylko 2 uV/C ) ale duży prąd wejściowy, bardzo mały zakres wejściowych napięć wspólnych, mały zakres napięcia i prądu wyjściowego. Ale z kompensacją wyprzedzającą układ miał bardzo szerokie pasmo i pracował z telewizyjnym i radarowym sygnałem Video ! Z racji wielu wad układ nie znalazł szerokiego zastosowania. W ZSRR odrobinę zmieniono schemat uA702 ... pogarszając parametry.
Pierwszym prawie pełnowartościowym i bardziej uniwersalnym wzmacniaczem operacyjnym był  układ uA709 z 1965 roku z dwoma marnymi tranzystorami PNP. Kłopotliwa była zewnętrzna kompensacja częstotliwościowa elementami RC aż trzystopniowego układu. Na tle uA702 nowy OPA był powolny.
Normą stało się rozwiązanie dwustopniowe wzmacniacza OPA z wejściowym stopniem różnicowym, stopniem napięciowym z kompensacją częstotliwościową Millera i wyjściowym wtórnikiem emiterowym. Bipolarna konfiguracja dwustopniowa OPA umożliwia uzyskanie wzmocnienia ponad 120 dB potrzebnego  we wzmacniaczach precyzyjnych. Wzmacniacze trzystopniowe jak uA709, precyzyjny uA725 ( 1969 ) i jego następca OP07 ( 1975 ) i dalszy następca LT1001 są powolne. Najszybsze jest rozwiązanie jednostopniowe wzmacniacza! Wejściowa para różnicowa pracuje w nim w kaskodzie WE-WB z tranzystorami komplementarnymi z komplementarnym wyjściowym wtórnikiem.   
Przez kolejne 10 lat słabe parametry częstotliwościowe wzmacniaczy operacyjnych wynikały z nędznych parametrów użytych tranzystorów PNP ale technologia dająca pełnowartościowe tranzystory PNP nadal nie jest popularna bowiem jest droga. Ale nawet z powolnymi tranzystorami PNP możliwa jest konstrukcja szybkich OPA jak LM118 i NE5532 ale mają one niestety długi ( w stosunku do swojego pasma ) czas ustalania odpowiedzi skokowej a użyte kondensatory powiększają powierzchnie chipa czyli cenę IC.

W Polsce produkowane są zaledwie dwa typy monolitycznych wzmacniaczy operacyjnych. Znacznie więcej  jest produkowanych typów OPA w ZSRR, NRD i CSRS ale nie ma tam niestety  nowoczesnych OPA. W NRD trwają potężne inwestycje w mikroelektronikę co daje krajom socjalistycznym pewne nadzieje.

Jakie rzeczywiście jest potrzebne napięcia do zasilania układów analogowych kondycjonerów sensorów ?
Wspomniany wielofunkcyjny układ LM10 wymaga zasilania ponad 1 (1.2)  V czyli wystarczające jest jedno ogniwo akumulatora. Jest zatem oczywiste że liniowe układy niskonapięciowe i mikromocowe są możliwe do budowy i scalenia.
Układ LM10 zawiera OPA, komparator i źródło napięcia 200 mV odniesienia. OPA jest w nim skomplikowany i zawiera aż 55 tranzystorów NPN i PNP a w tym wieloemiterowe, znaczną ilość rezystorów i okupujących dużo miejsca na chipie kondensatorów. Ale OPA na trochę wyższe napięcie zasilania nie musi być aż tak skomplikowany i wymiarowo duży czyli drogi.   
 
 Najmniejsze napięcie zasilania układów bipolarnych wyznacza napięcie Ube tranzystora zależne od temperatury. Natomiast tranzystor JFet pracuje ( co nie oznacza że wzmacnia !) z każdym napięciem jako że z napięciem Ugs=0 jest w zasadzie maksymalnie aktywny choć może też pracować z niewielkim dodatnim napięciem bramki jako że złącze G-S jest też diodą . 
Warto zauważyć że transkonduktancja JFeta spada z pierwiastkiem prądu drenu a więc dość mało !
Napięcie termopary czyli ogniwa termoelektrycznego jest ogólnie małe ale czy wystarczające do zasilania generatora LC z JFetem ? Oporność wewnętrzna ogniwa termoelektrycznego jest bardzo mała i moc dysponowana nie jest znikoma. Potrzebny jest do generatora Meissnera JFet  z jak największą transkonduktancją i transformator z dużą przekładnią. Trzeba równolegle połączyć kilka JFetów. Do eksperymentu wzięto transformatorek głośnikowy od przenośnego bateryjnego odbiornika radiowego lub radiotelefonu ( prawdopodobnie ale może to być też transformator mikrofonowy lub inny ) o opisanej przekładni 100 K: 8 Ohm czyli  o przekładni napięciowej 112 razy. Ze strojącym obwód LC kondensatorem i  trymerem pojemnościowym  można znaleźć częstotliwość F przy której generator zdolny jest pracować z najniższym napięciem. Udało się sprowadzić to napięcie zasilania do 15 mV ( z dzielnika 1 : 1000 Ohm i zwykłego zasilacza ) co wydaje się bliskie ideom Science Fiction ! Napięcie oscylacji ogranicza przewodząca bramka JFeta bowiem jest to przecież tranzystor polowy złączowy. Dla powiększenia napięcia oscylacji można w szereg z bramką dać dwójnik z bardzo dużym rezystorem (>>10 MOhm) i równoległym kondensatorem 100 pF. 

Są już pierwsze wydajne mikrokontrolery CMOS z wbudowanym 8-10 bitowym przetwornikiem ADC i zakres ich napięcia wejściowego jest taki jak napięcia zasilania czyli 0-5V. Zatem potrzebne są odpowiednie OPA do zewnętrznych kondycjonerów sygnałów ze stricte  sensorów. 
Podstawowym układem liniowym jest wzmacniacz operacyjny OPA. W grupie układów liniowych są też komparatory, regulatory napięć i układy dedykowane do zastosowań.
W uproszczonej postaci OPA jest często blokiem stosowanym w bardziej skomplikowanych układach wielofunkcyjnych.
Asymetryczne lub symetryczne napięcia zasilania i aranżacja muszą być takie aby układ pracował z (1) liniowym napięciem wspólnym na wejściach i (2) z nienasyconym wyjściem.

 Pomijając zakres napięcia wyjściowego, jakie jest optymalne napięcie zasilania dla OPA dla minimalizacji wejściowych dryftów temperaturowych ?
Malejącemu napięciu Uce tranzystora towarzyszy spadek częstotliwości granicznej Ft i wzrost nieliniowej pojemności Cbc
Moc wydzielana w tranzystorach i rezystorach OPA dociera niesymetrycznym strumieniem  do wejściowej pary różnicowej i ewentualnie jej wyjściowego desymetryzującego lustra prądowego wywołując gradient temperatury w chipie i dryft termiczny. W zależności od konstrukcji OPA przyrost temperatury spowodowany emitowanym ciepłem wewnętrznym jest 2-10 razy bardziej szkodliwy niż zmiana temperatury otoczenia. Niestały ruch chłodzącego powietrza wokół OPA daje w rezultacie niskoczęstotliwościowy szum ! Generacja ciepła w OPA powoduje też powstanie na złączach IC ze ścieżkami PCB odrobinę różnych  napięć termoelektrycznych !  
Wykonanie w bipolarnym układzie monolitycznym N JFeta wymaga  dwóch dodatkowych masek. Rosną koszty produkcji i spada uzysk produkcyjny co rzutuje na cenę OPA. Zastosowanie JFeta jako startowego i roboczego źródła prądowego pozwala jednak na stabilizację prądu jałowego OPA ( i innych układów liniowych ) w szerokim zakresie napięcia zasilania. Prąd pobierany przez OPA LM101 ( ma JFeta ) niewiele rośnie z napięciem zasilania ( w katalogu pokazano od +-5V czyli 10 V ) i spada z temperaturą. Natomiast jałowy pobór prądu układów uA709, 725, 741 bez JFeta rośnie szybciej niż liniowo z napięciem zasilania i moc wydzielana w nich rośnie kwadratowo czyli bardzo szybko.
Dla układu LM101 zmniejszenie napięcia zasilania z 30 V ( czyli +-15V) do 10 V ( czyli +-5V ) powoduje dwukrotny spadek stałoprądowego wzmocnienia ze 105 do 99 dB czyli nadal jest ono wysokie i wystarczające.  

W każdym poprawnie zaprojektowanym wzmacniaczu ( a w tym OPA i IA ) na pasma od 0 Hz ( czyli DC ) aż do  15 GHz gdzie sięgają tranzystory z arsenku galu, powinien dominować szum / dryft stopnia wejściowego a stopień wejściowy winien być optymalny do zastosowania OPA.
Obecnie w mikroelektronice dominuje krzem a w zakresach mikrofalowych arsenek galu.  W pierwszym eksperymentalnym systemie transmisji informacji cyfrowej o przepływności 224 Mbits/sec z 1964 roku opracowanym w Bell Laboratories zastosowano tranzystory "germanowe" o Ft> 4 GHz a więc szokująco szybkie jak na tamte czasy. Tranzystory te wykonano jednak technologią bliskiej krzemowej. Krzem jako materiał do układów monolitycznych ma mnóstwo zalet ale jego fizyka nie jest najlepsza dla ekstremalnej szybkości. Z drugiej strony równie dobrze Ft powiększa (równolegle zmniejszając Uceo ale też pobór mocy ) rozdzielczość fotolitografii. 

Wielkość sygnałów:
-Mały sygnał dostarczają termopary ( TC ) które mają czułość ( są trochę lub sporo nieliniowe )  6-50 uV / C. Oporność sensora jest bardzo mała ale może silnie wzrosnąć ( starzenie i zatrucie ) i ciągłość obwodu wymaga monitoringu. 
Utlenianie w słabo zabezpieczonych termoparach daje zafałszowanie ich czułości. Zatrucia dyfundującymi do stopów termopary obcymi atomami także dają zafałszowanie czułości. Kontakt z wodorem skutkuje kruchością termopar. Stopniowe uszkodzenie termopary powoduje znaczny wzrost jej oporności wewnętrznej aż do przerwy w obwodzie. Stąd konieczność monitoringu sprawności termopary.
Do czasu pojawienia się scalonych wzmacniaczy z autorównoważeniem ICL7650 ( inne układy monolityczne z przetwarzaniem z powodu wad i zaporowej ceny nie zdobyły popularności ) stosowano scalone lub dyskretne wzmacniacze chopperowe czyli z przetwarzaniem sygnału a przy mniejszych wymaganiach precyzyjny wzmacniacz operacyjny uA725 ( MAA725 Tesla ) a w ulepszonej współczesnej postaci OP07. Problemem przy zasilaniu z linii 4-20 mA jest pobór prądu OPA. Kompensacje temperatury "zimnego końca" wykonuje się najłatwiej z termistorem NTC lub tranzystorem w połączeniu  diodowym.
-Użyteczny sygnał ( są też spore zakłócenia czyli Wzmacniacz Instrumentalny IA musi być liniowy ) zmiennoprądowy AC   z elektrod przepływomierza elektromagnetycznego jest typowo poniżej 1 mV. Oporność sensora jest niestabilna, średnia a nawet duża - zależnie od przepływającego płynu.  Stosowane są wzmacniacze IA JFet. Wypracowany sygnał użyteczny "DC" pochodzi z dalszego detektora synchronicznego i filtru dolnoprzepustowego eliminującego zakłócenia.

-Pełne różnicowe napięcie wyjściowe z mostka tensometrycznego może wynosić 10-30 mV ale jest na tle dużego napięcia wspólnego, w przybliżeniu połowy napięcia zasilania często wynoszącego 10 V. Wymagania od Wzmacniacza Instrumentalnego IA  są z reguły wysokie a nawet najwyższe jako że masa towaru oznacza też jego cenę !  Istotny jest dryft napięcia wejściowego IA który w lepszych rozwiązaniach powinien być mniejszy od 0.5 uV/C. Z racji małej oporności mostka prąd polaryzacji i jego dryft są mało istotne. Mostek tensometryczny jest stabilny i dokładny. 

-Napięcie wyjściowe ze scalonego mostka piezorezystancyjnego do pomiaru ciśnienia ( i pochodne ) i wagi wynosi do 50-200 mV ale czułość zmienia się /spada  z temperaturą i wymaga kompensacji.  Tryming równoważących rezystorów do takiego mostka  nie jest jeszcze w pełni opanowany.

-Oporowy sensor temperatury RTD PT100 ( są też inne )  ma czułość 1mV/C przy zasilaniu go prądem  2.6 mA ale stosowany jest prąd stały od 200 uA do impulsowego 10 mA o małym wypełnieniu aby nie podgrzewać sensora ( RTD mają bardzo różne oporności termiczne do otoczenia ! ) i nie zaburzać jego temperatury. Czułość RTD jest proporcjonalna do prądu. Z reguły zakres pomiarowy kondycjonera rozpoczyna się od 0 C czyli odjęty jest offset równoważny temperaturze 273 K. W zależności od prądu pracy i wymaganego dryftu wymagania na OPA mogą być surowe lub liberalne.

-Tranzystor jako sensor temperatury w połączeniu diodowym B+C ma przy małych / średnich gęstościach prądu czułość 2.4-2 mV/C. Jest liniowy tylko przy zasilaniu go przez szeregowy rezystor z napięcia BandGap czyli circa 1.22V. Na rezystorze tym napięcie rośnie liniowo z T ( bez offsetu ) w skali Kelwina i dla 0 K wynosi ono Zero. Stąd wynika wzrost czułości wraz ze zmniejszeniem unormowanego ( przy temperaturze 25 C ) prądu pomiarowego. Czułość spada liniowo z logarytmem prądu. Na wykresie pokazano czułość tranzystora 2N4401 w obudowie TO92 ( chip taki jak „metalowa” rodzina 2N2222 ) jako sensora temperatury w funkcji prądu. 
Od prądów średnich spadek czułości Q jako sensora i liniowości ( na wykresie odchylenie od prostej przy Ic powyżej paru mA ) T spowodowany jest głównie przez rezystancje rozproszenia bazy Rbb. Przy dużych prądach (czyli gęstości prądu ) czułość spada nawet poniżej 1 mV/C.

-Sensor pH daje dość duży sygnał napięciowy ale ma dużą i zmienną oporność wewnętrzną. Sygnał jest proporcjonalny do temperatury w skali Kelwina.  Równoległy wejściowy kondensator 470 pF do 2.2 nF stanowi antyzakłóceniowy  filtr dolnoprzepustowy o samodopasowującej się stałej czasowej. Stosowane są dla niego wzmacniacze JFet i rzadziej Mosfet. Duży jest współczynnik temperaturowy czułości sensora pH i konieczny jest równoległy pomiar temperatury do celu kompensacji. Większym problemem jest konieczność izolacji galwanicznej sensora pH od rozległego systemu automatyki  i przy zasilaniu z pętli 4-20 mA zadanie jest trudne ale wykonalne. Kompletny system do długotrwałej pracy ma funkcje mechanicznego czyszczenia sensora pH . W pustej i jałowej narracji o tym sensorze nie ma słowa o izolacji galwanicznej i automatycznym okresowym czyszczeniu sensora oraz kompensacji temperaturowej.

-"Sensory elektrometryczne" ( stosowane w analizatorach i chromatografach ale w tej grupie jest też fotodioda oświetlona małym strumieniem światła  ) dają bardzo mały sygnał prądowy i wzmacniacz z reguły pracuje w konfiguracji odwracającej z wejściowym napięciem zerowym Virtual Ground ale istotne dla bilansu błędu jest potencjalne napięcie z sensora i rezystancja sprzężenia zwrotnego wzmacniacza. Zdecydowanie najlepszą konfiguracją jest tu wzmacniacz logarytmiczny z tranzystorem.

-Użyteczny różnicowy sygnał zmiennoprądowy EKG  w pasmie powyżej 0.05 Hz jest rzędu milivolta ale na tle offsetu DC sięgającego czasem 300 mV. Oporność elektrod do skóry i ciała jest dość różna. Wymagane jest duże tłumienie sygnału wspólnego CMRR przy częstotliwości sieciowej i jej harmonicznych. Część wejściowa IA jest stałoprądowa a dopiero za nim jest filtr górnoprzepustowy.

-Użyteczne wyjściowe napięcie zmienne drugiej harmonicznej 2h ( w stosunku do sygnału 1 harmonicznej nasycającego rdzeń ) z Flux Gate z systemowym sprzężeniem zwrotnym ( na przykład w kompasie  ) jest powyżej kilkudziesięciu mikrowoltów. Większa jest tam zakłócająca pierwsza harmoniczna pola wzbudzenia (mimo staranności projektu i konstrukcji i czasem kompensacji ) i wzmacniacz musi być liniowy i "trochę" jak filtr środkowoprzepustowy selektywny. Po selektywnym wzmocnieniu sygnał 2h jest podany do detektora synchronicznego (eliminuje wpływ pierwszej  harmonicznej ) i integratora sterującego najczęściej uzwojenie wytwarzające równoważące pole magnetyczne w FG.
 
-Wyjściowe napięcie stałe z diodowego prostownika ( z filtrującymi kondensatorami, są dwie konfiguracje prostowników  ) sensora indukcyjnego LVDT i pochodnych ma napięcie do kilku Vdc. Napięcie zmienne z sensora indukcyjnego LVDT i pochodnych wynosi circa 100 mVac - 5Vac.

-Termistor NTC jest silnie nieliniowy ale w większości zastosowań wystarczy mu dać zasilanie odpowiednim rezystorem a duży sygnał podać wprost do ADC mikrokontrolera. Temat NTC rozwinięto omawiając Nieliniowość.

-Napięcie jałowe indukcyjnego sensora Pick Up Coil przy maksymalnych obrotach silnika spalinowego może dojść do 500 Vp i zawsze jest ono aktywnie ograniczone. Sensor ma jednak dawać użyteczny sygnał nawet przy powolnej próbie rozruchu silnika.   

Wymieniono niewiele sensorów ale jak widać wymagania od wejściowego OPA / IA są bardzo zróżnicowane i jeden OPA, nawet najlepszy, nie zaspokoi różnych wymagań. 

Zakres wejściowych liniowych napięć wspólnych OPA jest asymetryczny !
-Zakres napięć wspólnych OPA z wejściową parą PNP może ale nie musi obejmować napięcie Vee / GND (zasilanie symetryczne / jedno napięcie zasilania ). Na przykład obejmuje w poczwórnym małomocowym LM324 i takim samym podwójnym układzie LM358.
-Zakres napięć wspólnych OPA z wejściową parą NPN może ale nie musi obejmować napięcia Vcc. Na przykład LM101 obejmuje Vcc ale w przypadku  uA741 jest niestety trochę mniejsze niż Vcc ale niewiele. Gdy więc potrzebujemy tu pracy z jednym zasilaniem aby napięcie wspólne było bliskie "GND" ( dotyczy też OPA P JFet ) stosujemy z punktu widzenia obwodu wejściowego z sensorem ( jest przecież izolowany ) zasilanie napięciem ujemnym co czasem jest bardzo łatwe i umowne.
-Zakres napięć wspólnych OPA z wejściową parą różnicową P JFet (TL08X, 06X, LF44X itd) obejmuje napięcie Vcc. Stosuje się tranzystory P ( zarówno JFet jak i MOS ) ponieważ mają mniejsze szumy niż typ N a szumy 1/f są bardzo duże i mogą być dyskwalifikujące. Tranzystory P mają jednak gorsze własności częstotliwościowe niż typ N.
-Zakres napięć wspólnych OPA z wejściową parą różnicowa P MOS ( popularny CA3140 i z autorównoważeniem ICL7650 ) obejmuje napięcie Vee/GND a nawet trochę (0.2V) poniżej.
-Jednak w części OPA wejściowe napięcie wspólne nie obejmuje ani Vee/GND ani Vcc i tych typów trzeba w układach  mikromocowych unikać ponieważ w najlepszym razie trzeba stworzyć dodatnie i ujemne zasilanie dla OPA aktywnym podziałem całego napięcia zasilania !
 
Zakres napięcia wyjściowego OPA ma niestety z reguły spore marginesy od obu napięć zasilania. Tym większe im większe jest prądowe obciążenie wyjścia. Wyjątkiem jest układ OPA CMOS z autorównoważeniem ICL7650 gdzie bez obciążenia marginesy napięć są bliskie zeru oraz układ LM10. W układzie "miernika" ICL7106 ( i pochodnych ) proste ( z reguły takie wbudowane w skomplikowane IC OPA są proste ) wzmacniacze operacyjne CMOS pracują w klasie A i marginesy napięć są bardzo małe ale tylko przy małym obciążeniu jak w układach w notach aplikacyjnych. Jest bliskie Vee/GND dla popularnego i taniego (na zachodzie ) LM324 i niedrogiego BiMOS CA3140 ale tylko z małym obciążeniem wpływającym do wyjścia OPA ale z dowolnym (poniżej ograniczenia bezpieczeństwa ) prądem wypływającym z wyjścia

 W układach wzmacniaczy instrumentalnych ( =IA czyli z wejściem różnicowym ) wykonanych na jednym, dwóch lub trzech OPA i dokładnych rezystorach tłumienie sygnału wspólnego jest proporcjonalne do wzmocnienia czyli wielkości sygnału na wyjściu OPA . Zatem jest tu motywacja dla znacznego napięcia zasilania i dużego napięcia wyjściowego IA złożonego z układów OPA.
W układzie Całkowania i Różniczkowania ( na przykład w analogowym regulatorze PID ) względny błąd ( przy ustalonym dryfcie wejścia ) jest odwrotnie proporcjonalny do maksymalnego napięcia wyjściowego. Zatem jest tu również motywacja dla znacznego napięcia zasilania ale analogowy regulator PID nie ma już przyszłości. 

Zatem OPA do układu współpracującego z mikrokontrolerem z ADC ma mieć dla sensora wejście PMOS lub PNP a wyjście CMOS z typową w logice konfiguracją wspólnych źródeł lub NPN+ PNP w konfiguracji wspólnego emitera. To drugie rozwiązanie zastosowane w OPA w LM10 daje częstotliwość  graniczną OPA circa 2 razy mniejszą niż ze standardowym komplementarnym wtórnikiem emiterowym ale biorąc pod uwagę że w niskonapięciowej technologii o dużej rozdzielczości częstotliwość graniczna Ft tranzystorów jest bardzo duża nie jest to żadna wada natomiast marginesy napięcia wyjściowego do  zasilania są korzystnie bardzo małe.

Jakie napięcie jest potrzebne do zasilania sensorów ?
-Tranzystor połączony w diodę (B+C) do pomiaru temperatury jest najbardziej liniowy przy zasilaniu go poprzez rezystor z napięcia BandGap 1.22 V
-Scalony mostek piezorezystancyjny ma dość dużą czułość ( spadająca z temperaturą ) i zasilanie napięciem 5 V jest wystarczające
-Zasilanie RTD PT100 rezystorem wprowadza kwadratową nieliniowość powiększająca już nieliniowość (dominuje kwadratowa) tego sensora. Zatem przy małym napięciu zasilania potrzebne (jest znacznie mniej stabilne)  jest zasilanie ze źródła prądowego lub dodanie linearyzującego dodatniego sprzężenia zwrotnego we wzmacniaczu kondycjonera. Z tymi zabiegami napięcie zasilania 5V jest wystarczające.  Można też stosować linearyzację programową.
-Do zasilania LVDT i innych sensorów indukcyjnych wystarczy napięcie zmienne paru woltów.

Jaki jest prąd zasilania OPA ?:
-Niedrogi programowalny OPA uA776 może sensownie pobierać 10 uA prądu ale jest wtedy powolny i ma małą obciążalność wyjścia. Prąd zasilania jest circa 10 razy większy od prądu programującego.   Jest stosowany m.in. w cyfrowych multimetrach z układem ICL7106 jako "prostownik idealny" dla zakresów zmiennoprądowych AC.
-Układ pół precyzyjnego OPA Superbeta LM108 pobiera prąd 300 uA odrobinę rosnący z napięciem zasilania
-Każdy z OPA w tanim małomocowym poczwórnym układzie LM324 pobiera około 200 uA prądu
-Każdy z OPA w małomocowych układach z wejściem JFet pobiera (TL06X, LF44X) około 200 uA prądu zasilania
-Układ LM101 pobiera prąd 1.6 mA mało zależny od napięcia zasilania
-Układ 741 pobiera prąd  proporcjonalny do (U-2Ud). Przy napięciu 30 V jest to 1.7 mA. Niestety układ ten części producentów ( mają one różne wewnętrzne schematy ) przy małym napięciu zasilania, gdy pobiera małą moc, ma wtedy małą strefę nieczułości w wyjściowym komplementarnym wtórniku co może być wadą.
-Podobnie pobór prądu przez precyzyjny układ uA 725 ( MAA725 Tesla ) jest proporcjonalny do napięcia zasilania i przy napięciu 30 V układ się nagrzewa mocą około 90 mW co wywołuje dryft napięcia niezrównoważenia po włączeniu i przy ruchu konwekcyjnym chłodzącego układ powietrza. Przy małym napięciu zasilania dryft jest mały ale mały jest zakres napięcia wyjściowego co trzeba brać pod uwagę.

Przyszłe OPA wykonane technologią o lepszej rozdzielczości dającej pełnowartościowe tranzystory PNP będą mogły pobierać mały ułamek podanych mocy przy tej szybkości działania. W układach z próbkowaniem sygnału sensory i OPA mogą być zasilane tylko przez chwilę ( czas adekwatny do dokładnego ustalenia się sygnału ) przed próbkowaniem przez ADC. W takim rozwiązaniu RTD mogą pracować z dużym prądem impulsowym.

Napięcie niezrównoważenia precyzyjnego układu OPA uA725 ( Tesla MAA725 ) można wyzerować zewnętrznym rezystorem/potencjometrem zmieniającym stosunek wartości rezystorów kolektorowych wejściowego stopnia różnicowego. Bez wyzerowania offsetu dryft wynosi 2 uV/C ale po zrównoważeniu spada do około 0.5 uV/C. W mocno unowocześnionym układzie OP07 te rezystory są trymowane fabrycznie przebijaniem diod Zenera Z1, Z2, Z3, Z4. Maksymalnie przebijane są dwie diody.
Układ OP07 może często konkurować z drogimi  wzmacniaczami z torem z przetwarzaniem sygnału ( w tabeli HA2900 i HA2905 ) mając przy tym niższe szumy. Ma mały dryft długoczasowy.

W transmiterze 4-20 mA układ uA725 jest trochę kłopotliwy aplikacyjnie dlatego że zakres wejściowych napięć wspólnych nie obejmuje ani jednego napięcia zasilania ale jest bliski Vcc podobnie zresztą jak uA741 (=ULY7741) czyli lokalne zasilanie ma być ujemne.
Jest też inny sposób równoważenia  OPA i zmniejszenia dryftu termicznego offsetu ale znów sprowadzający się do korekcji wartości rezystorów W układzie przedwzmacniacza LM121 ( tworzy on komplet wzmacniacza ze zwykłym OPA ) równolegle pracują dwie intencjonalnie minimalnie asymetryczne wejściowe pary różnicowe, którym prądy polaryzacji ustala się zewnętrznymi rezystorami dla zerowego offsetu. Przy zrównoważeniu dryft temperaturowy wynosi około 0.3 uV/C czyli tylko trochę lepiej niż w uA 725 ale idea pary różnicowej z dokładnymi rezystorami kolektorowymi jest taka sama. Z racji wysokiej symetrii współczynnik tłumienia sygnału wspólnego CMRR przekracza 125 dB. Sens stosowania układu LM121 przy układach uA725 i nowocześniejszym OP07 jest wątpliwy.
Niestety w wielu OPA które mają wyprowadzenia do wyzerowania napięcia niezrównoważania to zrównoważenie często zwiększa dryft termiczny a nie zmniejsza ! Prawie zawsze zrównoważenie zwiększa dryft wzmacniaczy z wejściem JFet ! Często prawie podwojenie ich niezrównoważenia mocno zmniejsza dryft OPA z parą JFet.
Bipolarne OPA mają najmniejszy dryft temperaturowy przy określonym ( z reguły niewielkim ) niezrównoważeniu. Napięcie niezrównoważenia  ma wtedy podobną genezę jak w układach napięcia odniesienia BandGap. Pokazano to na przykładach  do symulacji programem Microcap. 

 Parametry popularnych OPA LM101,201,301 ( krajowy IC LM301 to  ULY7701 ) są coraz słabsze w podanej kolejności. Modele 101 są umieszczone w drogiej hermetycznej metalowej obudowie na zakres temperatur -55...125 C a metalowy 201 na zakres -25..85 C. Model 301 jest w taniej plastikowej obudowie DIL  dla temperatur pracy 0..70 C. Typ 301 ma podane katalogowe dwukrotnie większe napięcie niezrównoważenia i dryft termiczny tego napięcia.
Generalnie w procesie produkcji chipy IC i tranzystorów są wstępnie testowane aby nie obudowywać wadliwych chipów aby uniknąć produkowania i recyklingu dużej ilości złomu. Prawdopodobnie najlepsze testowane chipy obudowane są jako 101 i 201 i testowane gotowe dla podziału 101 i 201. Reszta chipów w ogóle sprawnych to potencjalnie typ 301.
Rynek ma swoje potrzeby i przy dobrej technologi układów do metalowej obudowy byłoby za dużo i stąd są też układy 301 o dobrych parametrach.
Prawie ta sama historia jest z OPA LM108, 208, 308. LM108 to radziecki układ K140UD14.
Inne firmy jak choćby dawniej niszowe AD i BB oferują w tej samej obudowie układy różnej selekcyjnej  jakości ( i ceny !) oznaczone literą  

 Co lepsze układy LM101/201/301 nadają się w transmiterze  do współpracy z temoparą K o czułości 40.7 uV/C i sensorem PT100. Układy powinny pracować zasilane niewielkim napięciem ( ujemnym ze względu na zakres napięć wspólnych ) aby wyeliminować samonagrzewanie. Układy te mają piny do zerowania offsetu  ale jest ono trudne i nieudane. Może być stosowane tylko przy stabilnym napięciu zasilania.
Stąd potrzeba testowania i selekcjonowania układów OPA. Podkreślić trzeba ze małe napięcie niezrównoważenia nie zawsze (!) jest gwarancja małego dryftu !
Samonagrzewanie OPA największym dopuszczalnym napięciem zasilania z mocno symetrycznie obciążonym prądowo wyjściem ( wzmocniona fala prostokątna > 1 KHz)  trwa około 30 sekund ale napięcie niezrównoważenia i dryft są miarodajne po paru dalszych sekundach odciążenia gdy zniknie gradient temperatury w chipie.  
Są to więc w skali czasu produkcji masowej długie czasy i wymagane jest zrównoleglenie testów choćby tak jak testy szumów tranzystorów niskoszumnych (1/f ) nie typu RF.
Niewielkie napięcie niezrównoważenia i jego dryft są potrzebne tylko do układu pracującego z sensorem stricte i pozostałe po selekcji układy OPA mogą być z powodzeniem dalej używane gdzie indziej. 

 Scalone układy analogowe największy dryft długoczasowy i zawodność mają w pierwszym okresie życia. Stąd amerykański standard MIL 883 przewiduje po produkcji akceleracyjne wygrzewanie / starzenie  układów w "wysokiej" ( dla nich 70 C lub 125 C ) temperaturze w atmosferze azotu.
 
 Prawo w Stanach Zjednoczonych zabrania pod groźbą sankcji kopiowanie masek układów scalonych natomiast schematy układów scalonych nie są chronione przez prawo ale sami producenci je chronią przed „wyciekiem” W czasopismach omawiane są spore różnice w schematach  na przykład standardowego OPA LM108 różnych producentów. Mają trochę różne schematy co oddala „oskarżenie  o kopiowanie” schematu ale jednak są zgodne aplikacyjnie czyli są zamiennikiem.  Maski są zupełnie różne.
„Zamiennik” pierwszego monolitycznego OPA uA702 produkowany w ZSRR ma trochę zmieniony schemat i gorsze parametry niż oryginał.
Mikroprocesory i mikrokontrolery zgodne z typami z USA produkowane w  ZSRR mają zupełnie inne maski ale identyczny odtworzony ( to RE ) schemat.
W literaturze podany jest tylko schemat 4 bitowego mikroprocesora Intel 4004 wykonanego w prymitywnej technologi PMOS

 OPA w technologi CMOS cechuje duże szumy 1/f i znaczne napięcie niezrównoważania. W genialnym układzie miernika ( ADC to jego część ) Intersil ICL7106 ( i pochodnych) zastosowano okresowe autozerowanie całego systemu ADC ale typowo układ nie eliminuje szumów 1/f w paśmie powyżej 0.2 Hz.
W wypuszczonym w tym samym czasie przez Intersil OPA  ICL7650 zastosowano de facto ciągłe autozerowanie OPA dające znacznie lepsze rezultaty niż tradycyjne wzmacniacze z przetwarzaniem sygnału. Napięcie niezrównoważania OPA ICL7650 w całym zakresie temperatur jest mniejsze od 1 uV ! Ale z racji przecieku sygnału taktującego wejściowy prąd szumów jest dużo większy niż dla normalnych układów BiMOS i BiFet. Widmowa gęstość napięcia szumów jest mniejsza niż dla dobrych bipolarnych układów OPA dopiero przy bardzo niskich częstotliwościach. Intermodulacje będące nierozwiązanym problemem wzmacniaczy z przetwarzaniem są tu  dość małe ale drogą dalszej komplikacji można je jeszcze zmniejszyć
Rozwiązania poszczególnych podukładów są zdumiewająco proste i innowacyjne. Mimo tego cały układ jest skomplikowany.

Mająca mnóstwo zalet Technologia Monolityczna jest typową masową produkcją ponieważ koszty stałe a więc koszt projektu i maski, są bardzo wysokie. Siłą rzeczy ogranicza to rozmaitość produkowanych układów. Skomplikowane układy w zasadzie produkowane są tylko do urządzeń masowych.

Program Microcap-2 (1984, Microcomputer Circuit Analysis Program ) do symulacji układów elektronicznych  ( jest kompatybilny z programem SPICE2 - Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis ) ma do symulacji przykładowe schematy wewnętrzne różnych IC a w tym OPA. Autor dołożył też swoje oryginalne pomysły różnych układów a w tym OPA. Jednak zachowanie OPA użytego do symulacji jako klocek w schemacie jest uproszczone. 
-Cohen, E., "Program Reference for SPICE2, University of California at Berkeley, ERL-M592, 1976.
-Krajewska, G., Holmes, F.E., "Macromodeling of FET/ Bipolar Operational Amplifiers," IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-14, No 6, Dec 1979.
 
Kolejne symulacje projektowanego układu pozwalają ulepszyć projekt lub przekonać się że jest beznadziejny i nie działa jak oczekiwaliśmy. Działanie tworzonego układu OPA ( lub każdego innego układu ale są granice komplikacji ) można / trzeba  też wypróbować fizycznie szybko  lutując na niewytrawionej PCB  układ z dyskretnych tranzystorów ( BC, BF, BFR, BD ), rezystorów i kondensatorków. Powstaje jednak dla prostej technologii problem z monolitycznymi tranzystorami PNP (są  ich dwa rodzaje w IC ! ) bardzo słabymi częstotliwościowo. Szczęśliwie można użyć marnych krzemowych, stopowych (!) tranzystorów niedawnej produkcji ZSRR ! Z drugiej strony stosując normalne, komplementarne  tranzystory PNP widać ogromny poprawę parametrów dynamicznych OPA i nie tylko OPA.
Łebki dyskretnych tranzystorów ( jeśli nie mamy par tranzystorów ) mających tworzyć pary różnicowe należy okręcić drutem co wyrównuje ich temperatury. Także lutowane połączenia elektrod pary wyrównują temperaturę tranzystorów. Napięcie niezrównoważenia takich par mocno zależy od jakości użytych tranzystorów o czym trzeba pamiętać. Jakość tranzystorów CEMI jest bardzo nierówna. Można też użyć monolitycznego zestawu tranzystorów UL1111 i UL1101.
W symulacyjnym układzie dyskretnym nie ma jednak podłoża IC przez które może zajść interakcja przy złym projekcie i możliwość interakcji trzeba sprawdzić miernikiem i teoretycznie. 
Przykładowo fizyczny model układu OPA uA741 zbudowany z elementów dyskretnych zachowuje się bardzo podobnie  jak układ monolityczny ! Taki fizyczny model jest na przykład bardzo użyteczny do dociekań przy jakim napięciu niezrównoważenia konkretny model i egzemplarz OPA ma bliski zeru dryft !  Możliwość fizycznego zmierzenia w nim napięć i obserwacja ułatwia zrozumienie subtelnych procesów.

Zatem OPA to tylko mała cegiełka w całym technologicznym murze.
Deliberując o szczegółach łatwo jest stracić właściwy całościowy punkt widzenia czyli Fizykę i Wartość Dodaną:
-Silnik spalinowy samochodu ma już 100 lat. Oczywiście elektroniczny wtrysk paliwa i zapłon polepszają parametry silnika spalinowego ale jego podstawowych fizycznych wad nie da się usunąć.
-O funkcjach realizowanych w telekomunikacji decyduje to czy jest to telefonia analogowa (
 na dużych dystansach telefonia nośna wysokiej krotności ) czy PCM (na dużych dystansach systemy PCM wysokiej krotności ). Różna jest elektronika systemów z miedzianymi kablami, światłowodami czy liniami mikrofalowymi.   
-Kolorowy kineskop w odbiornikach TVC i monitorach komputerowych doszedł już do granic swoich możliwości. Nie można podnieść rozdzielczości grafiki komputerowej bo nie ma odpowiednich kineskopów do monitorów kolorowych. Z drugiej strony możliwości analogowych standardów telewizji NTSC, Pal i Secam są coraz bardziej ograniczające.  Analogowa telewizja wysokiej rozdzielczości o szerokich kanałach radiowych raczej jest niemożliwa bowiem fale radiowe (zakresy VHF i UHF ) są dobrem rzadkim. Zatem potrzebny jest standard telewizji cyfrowej. Prace nad wyświetlaczami LCD są coraz bardziej zaawansowane i dobrze rokują na przyszłość.    
-Jakość przekazu radiowego AM na falach długich, średnich i krótkich jest tragiczna. Wielkie centralne radiostacje AM to przecież przeżytek Zimnej Wojny. Ale transmisja UKF FM też ma swoje silne ograniczenia a znakomite japońskie tunery są grubo ponad realne standardy transmisji. Potrzebny jest standard radiofonii cyfrowej.
-Narzucony światu przez potężny duet Sony – Philips standard płyty Compact Disc wygenerował projekty i produkcje bardzo nowatorskich i złożonych IC do masowych odtwarzaczy. Gwałtownie upowszechniła się technologia DSP, która prawdopodobnie podbije też inne obszary a zwłaszcza telekomunikacje cyfrową.   
-Automatyzowany proces przemysłowy decyduje o tym co zostanie wyprodukowane. Niezależnie od tego czy towar zapakują i ustawią na palecie transportowej ludzi czy maszyny i roboty przemysłowe jest to ten sam towar . Przy obecnych relacjach cen światowych ciężka chemia węglowa jest zupełnie niekonkurencyjna przy petrochemii.
Robotnicy są jeszcze tańsi niż roboty przemysłowe ale to się powoli zmienia.
-Wynalazkiem wszechczasów są tranzystory i trudno jest oczekiwać aby monolityczne sensory nie dokonały rewolucji i nie opanowały nowych obszarów
  
Polska nie jest niestety krajem gdzie powstają wynalazki i ważne innowacje ale jak najbardziej jest pod wpływem światowych trendów o czym trzeba pamiętać choćby udanie inwestując.

Literatura
1.Modele symulacyjne scalonych układów analogowych ( a w tym OPA ) w programie Microcap.  
2.Data Book i Application Note firm:
National Semiconductor
Analog Devices
Burr Brown
Intersil
Precision Monolitics
Linear Technology
Sony
Philips