Archiwum. Automatyzacja realna czyli nieznana. 3 Napięcie i prąd odniesienia.

Archiwum.  Automatyzacja realna czyli nieznana. 3 Napięcie i prąd odniesienia.

 Precyzyjne napięcie /prąd  odniesienia potrzebne jest w systemach i sensorach nie ratiometrycznych.

 Współczesne wzmacniacze operacyjne mają duży a nawet bardzo duży współczynnik tłumienia zmian napięcia zasilania PSRR i ich napięcie zasilanie nie musi być stabilne za wyjątkiem sytuacji gdy sygnał z termopary i przepływomierza elektromagnetycznego jest bardzo mały i dryft spowodowany zmianą napięcia zasilania da istotny błąd.
Nawet w  trójprzewodowym 0-20 mA transmiterze z termoparą  dla kompensacji zimnego końca i offsetu początka skali jest potrzebne stabilne napięcie/prąd  odniesienia. Zwróćmy uwagę że generalnie dodawanie i odejmowanie w innym miejscu offsetów wprowadza błędy.
 Z sensorem pH napięcie odniesienia  jest potrzebne aby z sygnału bipolarnego ( już po kompensacji temperaturowej czułości ) zrobić sygnał unipolarny poprzez dodanie offsetu. W temperaturze 25 C sensor pH przy pH mierzonego roztworu od  -7 do 7 daje liniowo sygnał -414 do 414 mV a w temperaturze 80 C daje -490 do 490 mV. Czułość jest proporcjonalna do temperatury sensora w skali Kelwina. Aby ją analogowo temperaturowo skompensować stosujemy termistor NTC. Taka kompensacja czułości jest tym trudniejsza im szerszy jest zakres temperatur toteż wybór środkowej temperatury jest bardzo ważny.  Konstrukcje - konfiguracje NTC z rezystorami i OPA oraz ewentualną komputerowa optymalizację takiego układu przedstawiono w innym miejscu.
W dwuprzewodowym 4-20 mA transmiterze z sensorem pH lub termoparą   dodatkowo jest potrzebne stabilne napięcie / prąd odniesienia do wyznaczenia offsetu  prądu 4 mA. Sumarycznie po prostu offset dla ma być mniejszy.

Napięcie wyjściowe sensorów ratiometrycznych jest proporcjonalne  ( in ratio - stąd nazwa ) do ich napięcia/prądu  DC / AC zasilania - wzbudzenia. Tak jest przykładowo z RTD  PT100, mostkiem tensometrycznym, mostkiem piezorezystancyjnym, potencjometrem, resolverem,  LVDT, sensorami  indukcyjnymi i pojemnościowymi. Jeśli to samo napięcie odniesienia zasila mostek i jest jednocześnie odniesieniem dla ADC to zbędne jest kosztowne, precyzyjne napięcie odniesienia.

Zatem dwuprzewodowy 4-20 mA transmitter z PT100, mostkiem tensometrycznym, mostkiem piezorezystancyjnym, potencjometrem, LVDT, sensorami  indukcyjnymi i pojemnościowymi potrzebuje stabilnego temperaturowo napięcia odniesienia aby wytworzyć stabilny sygnał wyjściowy !
Czyli w dwuprzewodowym transmiterze zawsze jest potrzebne stabilne żródło napięcia lub prądu odniesienia !

Odwrotnie jest w zintegrowanych systemach ( bez pętli 4-20 mA czy innego pośredniczącego sygnału ) z sensorem nieratiometrycznymi gdy konieczne są precyzyjne napięcia odniesienia.  

W układach napięć i prądów odniesienia stosuje się dyskretne lub monolityczne diody Zenera oraz tranzystory bipolarne, JFet i Mosfet. Przy małych prądach bardzo trudnym problemem mogą stać się szumy. Szczególnie szumy diod Zenera. Szumy napięć i prądów odniesienia mogą być większym problemem niż szumy wprowadzane przez OPA i IA współpracujące ze stricte – sensorem. Dlatego też szumami zajmiemy się tu a nie w rozważaniach o OPA.

Dioda Zenera (DZ) ma generalnie duże szumy. Ogólnie napięcie szumów na konkretnej DZ jest odwrotnie proporcjonalne do pierwiastka z prądu DZ (mowa o  gęstości prądu i w układach mikromocowych należy stosować DZ na jak najmniejszy prąd  czyli ca jak najmniejszej mocy ) co komplikuje budowę układów mikromocowych.  Napięcie szumów rośnie z napięciem DZ. Do nominalnego napięcia 5.6V (dominuje efekt Zenera ) napięcie szumów  rośnie powoli ale już dla diody 6.2V (jednocześnie efekt Zenera i lawinowy ) jest o 30 % wyższe. Natomiast dla napięcia DZ 10 V (tylko efekt lawinowy ) może być dwudziestokrotnie większe po czym dalej rośnie już powoli.  Z tego prosty wniosek że można użyć diody DZ na napięcie najwyżej 6.2V bowiem tu zaczyna się skok w wielkości szumów. Zarazem DZ 6.2 V ma już całkiem dobre parametry regulacyjne. Przy bardzo małych prądach w diodach "lawinowych" ( czyli z DZ>6V ) napięcie na diodzie rośnie  mikroskokowo z odcinkami o ujemnej rezystancji dynamicznej. Stąd szumy są wtedy bardzo duże. Ponieważ za szumy odpowiadają głownie zjawiska powierzchniowe w układzie monolitycznym DZ jest zagrzebana co pozwala sporo zmniejszyć jej poziom szumów.
W układach mikromocowych mniejsze szumy niż DZ może ( ale nie musi ) mieć źródło Bandgap ale musi być zintegrowane monolitycznie - Przynajmniej para różnicowa tranzystorów w rozwiązaniu Brokaw-a.

Szumy wszelkich tranzystorów ( bipolarne, JFet , Mosfet ) modelowane są wejściowym napięciem i prądem szumów. Gęstość widmowa tego napięcia i prądu zależy od m.in częstotliwości i prądu kolektora - drenu . Szczególnie uciążliwe w automatyce są niskoczęstotliwościowe szumy typu 1/f. Producenci podają w katalogach wykresy współczynnika szumów tranzystorów dla różnych rezystancji źródła sygnału i prądu kolektora. Powyżej częstotliwości 1 KHz do ca 100 KHz optymalny dla minimalnych szumów prąd kolektora jest  malejący w relacji  do konduktancji źródła ale ponieważ standardowe tranzystory mają sporą rezystancje rozproszenia bazy Rbb ( w szereg ze źródłem sygnału ) to nie nadają się do źródeł o małej rezystancji. Do pracy ze źródłami bardzo małego sygnału o małej impedancji ( na przykład  gramofonowa wkładka Moving Coil lub mikrofon dynamiczny lub "mikrofon" sejsmiczny ) produkowane są specjalne niskoszumne  tranzystory mające Rbb nawet 2 Ohm gdy tranzystor BC239 ma zależnie  od prądu kolektora Rbb 100-500 Ohm a BC 327 ma Rbb 20-90 Ohm.

Na unikalnym wykresie pokazano wejściowe prądy i napięcia szumów tranzystora PNP 2N5087 zbliżonego do niskoszumnych typów europejskich BC. Prąd szumów rośnie z pierwiastkiem prądu kolektora i niestety  szybko rośnie z malejącą częstotliwością 1/F. Z tego względu tranzystor bipolarny zupełnie nie nadaje się do źródeł pojemnościowych o bardzo dużej impedancji gdzie szumy prądowe małego  JFeta mogą być dziesiątki/setki  razy mniejsze. Napięcie szumów spada z rosnącym prądem kolektora do Ic circa 0.3 mA i dalej się powoli stabilizuje co jest efektem rezystancji rozproszonej bazy Rbb. Napięcie szumów znacznie mniej zależy od częstotliwości.
Ponieważ impedancja sensora indukcyjnego rośnie z częstotliwością to prąd szumów 1/F tranzystora bipolarnego nie powinien stwarzać problemów ale gdy sygnał AC z głowicy magnetofonu podamy przez kondensator to przy za małej jego pojemności stworzymy sobie problem szumów 1/F !

W każdym, całym wzmacniaczu szumy drugiego stopnia odniesione do wejścia są podzielone ( jako nieskorelowane dodane są ich moce a nie napięcia ! ) przez wzmocnienie pierwszego stopnia. Stąd  znaczne efektywne wzmocnienie pierwszego stopnia jest bardzo ważne a jego małe szumy mają dominować w optymalnej całości.

Wykresy współczynnika szumów dla typowych współczesnych tranzystorów ogólnego przeznaczenia o Ic=100 mA są praktycznie identyczne. Przy F=1 kHz przy rezystancji źródła sygnału 10 KOhm współczynnik szumów mniejszy od 1 dB jest przy prądzie kolektora w przedziale 10-100 uA osiągając przy prądzie 30 uA minimum 0.7 dB. Przy częstotliwości 10 KHz ze źródłem 10 KOhm szumy <2 dB są w przedziale prądu kolektora 1 - 300 uA a więc bardzo szerokim.
We wzmacniaczach operacyjnych bipolarna wejściowa para różnicowa pracuje z prądem orientacyjnie  10 uA. W świetle danych z wykresu dla tranzystora 2N5087 jest to wartość jak najbardziej sensowna ! 

Przy małych prądach kolektora spada wzmocnienie prądowe tranzystora ale w grupach C tranzystorów BC nadal jest dość duże i typowo z Ic=10 uA wynosi ponad 400 razy przy T=25 C. Pogarszają się  też parametry częstotliwościowe i szkodliwa staje się nieliniowa pojemność Cbc "Millera" zwłaszcza przy małych napięciach Uce. Niektóre (!) tranzystory radiowe BF o małej powierzchni struktury i małej pojemności Cbc dobrze pracują z bardzo małym prądem kolektora ("The Art of Electronics", P.Horowitz, W. Hill, Cambridge University Press, 1980). Oczywiście  przy niewielkich częstotliwościach.

Z fizyki działania tranzystora JFet wynika że widmowa gęstość napięcia szumów maleje wraz z powierzchnią tranzystora i rosnącym do pewnej wartości prądem pracy.
Generalnie tranzystory JFet i OPA z wejściem JFET stosuje się do źródeł o wysokiej oporności. Do współpracy z każdym a nawet nisko - impedancyjnym źródłem sygnału ( czyli przeciwieństwo sensora elektrometrycznego ) koncern Toshiba produkuje tranzystor polowy 2SK170 o dość dużej powierzchni mający przy częstotliwości 1 KHz gęstość napięcia szumów poniżej 0.95nV/pHz przy prądzie drenu powyżej >1 mA a więc mniejszą niż wiele tranzystorów bipolarnych ! Dla rezystancji źródła w przedziale 1K - 100K przy częstotliwościach akustycznych szumy tego JFeta są bliskie 0 dB !
W małomocowych OPA JFet, powierzchnia tranzystorów JFet wejściowej pary jest circa 5 razy mniejsza niż w układzie standardowym i tyle samo razy jest mniejszy wejściowy prąd polaryzacji ale gęstość napięcia szumów jest jednak większa najmniej o 80%.

W układach RF od częstotliwości kilkunastu MHz do około 1 GHz szumy dwubramkowych tranzystorów Mosfet są najniższe ze wszystkich elementów aktywnych . Są one bardzo liniowe i mają bardzo duże wzmocnienie mocy  ale optymalnie pracują z prądem rzędu 10 mA ! 

Napięcie wytwarzane przez źródła napięcia odniesienie zależy od temperatury. Liniowe przybliżenie tej funkcji ma nachylenie TC - Temperature Coefficient. Lepsze jest przybliżenie tej funkcji z dodanym członem kwadratowym a jeszcze lepsze sześciennym. Ale w katalogach podane jest tylko TC co bywa nadmiernym uproszczeniem. 

 W cywilizowanym świecie Diody Zenera ( czyli DZ ) produkowane są rodzinami  w tej samej obudowie i o takiej samej maksymalnej mocy strat. Napięcia rodziny rozpoczynają się często od 2.7 V i kończą na 75 V ale są też DZ na napięcie do 400 V. Technologia ich produkcji jest dobrze opanowana i są to elementy o podobnie wysokiej niezawodności jak małosygnałowe diody. Masowe DZ mocy 400 mW i 1.3 Wata są tanie i niezawodne. Zależnie od konstrukcji obciążalność impulsowa DZ wynosi 40 do 200 razy obciążalności trwałej na co należy zwrócić uwagę gdy DZ jest używana jako element zabezpieczenia wejść i wyjść IC. Sposób w jaki przeciążona DZ ulega uszkodzeniu w zabezpieczeniu oczywiście ma podstawowe znaczenie dla skuteczności tego zabezpieczenia. Odpowiedź z konkretną diodą daje tylko niszczący eksperyment. Nazwa "Zenera" jest dla diod o napięciu >5.6 V błędna bowiem są to przecież diody lawinowe.
W publikacjach podawane są nierzadko informacje błędne lub sprzeczne,  wprowadzające w błąd lub bezużyteczne. Bardzo użyteczna jest polecana publikacja Motoroli z 1980 roku z której wzięto dalsze wykresy.
Niech będzie nieobciążony stabilizator równoległy złożony z DZ i rezystancji R ( czyli zmienianej ) ustalającej prąd pracy zasilanej ustalonym napięciem. Wiadomo że oporność dynamiczna DZ spada wraz z prądem ale tu jednocześnie dla większego prądu trzeba proporcjonalnie zmniejszyć rezystor R a o tłumieniu zmian napięcia zasilania decyduje tu iloraz tych oporności. Bardzo użyteczny jest wykres prądu diody w skali logarytmicznej w funkcji napięcia na niej. Im linia jest bardziej stroma tym lepsza jest stabilizacja  w tym regulatorze od zmiany napięcia wejściowego. Z wykresu wynika że DZ na napięcie mniejsze od 5.6 V są słabymi stabilizatorami szczególnie przy małych prądach. Diody od napięcia 6.2 V są dobrymi stabilizatorami ( TC i szumy  to inne wątki ) już od małych prądów

Generalnie najmniejszą rezystancje dynamiczną mają diody na napięcie z przedziału 6.8-8.2 V. Takie DZ należy stosować w układach zabezpieczających mikroelektronikę przed przepięciami. DZ na niższe napięcia nie mogą być stosowane z uwagi na wnoszony zakłócający prąd upływu. Napięcie ograniczone przez DZ  6.8-8.2 V może być zbyt duże dla IC i potrzebne są wtedy jeszcze inne środki ochrony IC.

Na pokazanym wykresie zerowy współczynnik temperaturowy TC ma dioda na napięcie 5.1 V przy prądzie 1 mA. Ale DZ na to napięcie jest słabym stabilizatorem o dużej rezystancji dynamicznej.  Wykres dotyczy typowych miniaturowych diod o mocy 400 mW. Dodatni współczynnik temperaturowy DZ o napięciu 5.6 V (ma już mniejszą rezystancje dynamiczną ) rośnie z prądem a dla zwykłej diody spada. Łącząc szeregowo DZ na napięcie 5.6 V ze zwykłą  diodą przy określonym prądzie otrzymuje się bardzo mały TC. To są na przykład zintegrowane diody napięcia odniesienia 1N829 i selekcjonowane 1N829A i diody radzieckie o napięciu 6.2 V czyli 5.6 + 0.6 V. Mają "zerowy" TC ( 1N829 A ma TC 0.0005%/C czyli 5 ppm/C  ) przy prądzie 7.5 mA. Przy prądzie mniejszym TC jest  ujemny a przy większym dodatni. Aby otrzymać mały TC prąd DZ musi być bardzo stabilny co uzyskuje się w układzie ze stabilnym wzmacniaczem operacyjnym i stabilnymi rezystorami . Ponieważ prąd 7.5 mA jest niepraktycznie duży ( destabilizująco podgrzewa on też samą DZ ) później wypuszczono serie skompensowanych termicznie diod mające "zerowy" TC z prądem 0.5, 1, 2, 4 mA. Te skompensowane diody Zenera są drogie. Typowo ponad 30 x razy droższe niż zwykła DZ. Aby napięcie odniesienia z takich DZ było wysoko stabilne termicznie konieczne jest użycie termostatu co jest ogromnie niepraktyczne ale bywa konieczne.
Te DZ prawie zawsze pracują w układzie ( o oczywistej konfiguracji ) ze wzmacniaczem operacyjnym wysokiej jakości i stabilnymi rezystorami.
Scalone monolityczne napięcie odniesienia AD2710 Analog Device składające się z takiej DZ ( Dla ultra stabilności długoczasowej i eliminacji efektów powierzchniowych DZ jest tu "zagrzebana" ) oraz adekwatnego do roli prostego "wzmacniacza operacyjnego" ma bardzo małe TC bo tylko "rekordowy" 1 ppm/C. Szumy wyjściowego napięcia 10 V wynosi 30 uV.

W 7 cyfrowym ( 9V 999 mV 999 uV ) "Solartron Digital Voltmeter 7075" jako źródło napięcia odniesienia użyto wyselekcjonowanej diody 1N829A z precyzyjnie dobranym eksperymentalnie dla niej prądem pracy (odchyłka do 2% prądu nominalnego ) i pracuje ona w termostacie w typowym układzie ze wzmacniaczem operacyjnym wysokiej jakości. Obecnie są już produkowane Voltomierze o rozdzielczości 7 1/2 cyfry. Oczywiście okres pomiaru jest długi i musi być długi ale to jest osobny temat
 
Konkurencyjny do AD układ Burr Brown REF1000 składa się ze skompensowanej termicznie zagrzebanej diody Zenera 6.3V oraz OPA i rezystorów. Schemat jest identyczny jak w realizacji dyskretnej i realizacji AD. DZ zasilana jest tu prądem 1.9 mA.  TC to tylko również "rekordowe" 1 ppm/C.

W układzie LTZ1000 Linear Technology z oporowych grzejnikiem termostatu zagrzebana DZ pracuje w konfiguracji z tranzystorem zbliżonej do uA723 oraz LM199.
 LTZ1000 jest niesamodzielny i potrzebuje zewnętrznego OPA i elementów biernych wysokiej jakości.  Jego TC to rekordowe 0.05 ppm/C. LT sugeruje jego użycie w DVM o rozdzielczości 7 1/2 cyfry.

Przy prądzie 0.1 mA TC też jest "zerowy" z dyskretną diodą DZ napięcia 6.2 V i szeregową zwykłą diodą.
W popularnym regulatorze napięcia uA723 zastosowano w systemie napięcia odniesienia ( osobno jest wzmacniacz błędu ) szeregowo diodę DZ 6.2 V ( to w zasadzie spolaryzowane zaporowo złącze B-E tranzystora ) ale zamiast Ud jest szeregowo zbliżone właściwościami napięcie Ube aktywnego tranzystora. Jednak prąd DZ zmniejsza się wraz  z temperaturą jak napięcie Ube. Wybór płynącego przez DZ prądu ca 150 uA ( przy T=25C )  jest tu bardzo ważny. Rezystor szeregowy 30 K w bazie tranzystora współpracującego z DZ służy do zmniejszenia pojemności 5 pF kompensacji częstotliwościowej zajmującej miejsce na chipie i dla poprawnej pracy w układzie Millera gdzie tranzystor nie może być sztywnie sterowany napięciowo . Tak samo jest w układzie LM199.

Układ scalony LM129 / 329 zachowuje się jak skompensowana temperaturowo dioda Zenera ale ma bardzo małą rezystancje dynamiczną i pracuje z dość dowolnym prądem. W najlepszej wersji TC wynosi ono 0.001%/C a więc jest dwukrotnie większe niż dla DZ 1N829A. 
Układ LM199 jest "diodą Zenera"  LM129  zbudowaną m.in z  Q10-Q16  na napięcie 6.95 V z dodanym  autostabilizatorem temperatury 90 C chipa na  Q1-Q9.  W części "dioda Zenera" jądro rozwiązanie jest trochę podobne do uA723 ale DZ 6,3 V pracuje z 2.5 x krotnie większym prądem 340 uA w temperaturze 25 C. Powyżej częstotliwości  100 Hz napięciowa gęstość szumów wynosi  100 nV/pHz.  TC wynosi 0.3 ppm/C ( w efekcie stabilizowania temperatury ) co jest wprost niewiarygodne w „niedrogim” układzie. Obudowa układu  ma drugą izolowaną cieplnie zewnętrzną obudowę plastikową a czas nagrzewania wynosi tylko 3 sekundy. Dla ultra stabilności długoczasowej DZ jest tu "zagrzebana"  

W układzie "miernika cyfrowego"  CMOS ICL7106 i pochodnych też zastosowano kombinacje DZ 6.2V i diody ale inną pozwalająca na prace z obniżonym napięciem rozładowanej baterii "9V". Odpowiednim doborem rezystorów można uzyskać zerowy TC.

N.B. Czy istnieje granica między cyfrową a mieszaną - analogową technologią CMOS ? Układy starej rodziny CD4000 ( i naśladowczych ) są niezgodne z rodzinami TTL a w tym podstawową Texas Instruments  74XX i 74XXX. W rodzinie CD4000 jest układ PLL 4046, układy czasowe i multiplexery analogowe. National Semiconductor taką technologie jak CD4000 użył w rodzinie 74CXXX zgodnej funkcjonalnie i wyprowadzeniami z rodziną TTL 74XXX. Układ CMOS 8 bitowego przetwornika ADC z 16 wejściowym multiplexerem ma podwójne oznaczenie handlowe ADC0816 - 74C948. W tej technologii wykonane są też inne 10 bitowe DAC i ADC NSC także z przełączanymi pojemnościami. W układach logicznych 4000 stosowane są tranzystory N i P oraz na wejściu w typowym  układzie ochronnym D i rezystory R.
W układzie CMOS miernika DVM ICL7106 dwa wzmacniacze operacyjne ( plus bufor do napięcia odniesienia ) są bardzo proste dlatego że ich maksymalny prąd wyjściowy jest mały i stopień wyjściowy pracuje w klasie A. Zaletą tego rozwiązania jest duży zakres napięcia wyjściowego niewiele mniejszy od napięcia zasilania. Ale tam mały prąd wyjściowy jest wystarczający.
Producent Intersil nie podaje czy i ile dodatkowych operacji technologicznych potrzeba było do wytworzenia diody Zenera 6.2 V.   
W nowoczesnej, bardzo szybkiej niskonapięciowej technologii CMOS wzmocnienie napięciowe tranzystorów jest małe co oczywiście znacznie komplikuje budowę trzystopniowego ( jak kiedyś OPA bipolarne ! ) OPA ale ilością tranzystorów zupełnie nie musimy się przejmować.
Nowsza rodzina HEF4000 Philipsa jest około 3 x krotnie szybsza od wiekowej CD4000.
Rodziny CMOS 74HCXXX i 74HCTXXX mają podobną ( są raczej  trochę wolniejsze ) szybkość działania jak rodzina TTL Schotkky i są z nimi (HCT, T od TTL ) zgodne ale z wyjątkami.

 Układ LM723 spoczynkowo konsumuje typowo ( bywa że więcej ) aż 2.3 mA prądu  i zaczyna dobrze pracować przy napięciu 9.5V. Do zastosowań małomocowych się więc absolutnie nie  nadaje. Układ LM199 jest dość drogi i podgrzewając się pobiera do 300 mW mocy ! Ale core zastosowanego  rozwiązania z układów  LM723 i LM199 doskonale się nadaje do dyskretnej implementacji małomocowej. 

Diody Zenera zastosowano też w stabilnym monolitycznym układzie napięcia odniesienia dla strojenia w odbiornikach TVC jak krajowy odpowiednik UL1540.  

Tranzystory NPN BC337 o Ic=800 mA (PNP to BC327) mają orientacyjnie 5 razy większą powierzchnie chipa niż tranzystory BC ogólnego przeznaczenia  o Ic=100 mA a te 5 razy większą powierzchnie od tranzystorów radiowych BF. Tak więc budując układ dyskretny regulatora mamy wybór jeśli chodzi o Ube i  dUbe/dT.
Zależność Ube i  dUbe/dT od prądu kolektora Ic wyjaśniano omawiając tranzystor jako sensor temperatury.   

 Jaka jest realna stabilność termiczna systemów używających diod 1N829(A) i gorszych (?) naśladowczych ?
 Pobór mocy przez układ scalony  CMOS  ADC - 3 1/2 cyfrowy  miernik z wyświetlaczem LCD typu ICL7106 użyty w popularnych miniaturowych multimetrach jest bardzo mały ale TC wbudowanego napięcia odniesienia wynosi 40 ppm/C czyli jest spory. Gdy podamy na wejście miernika z ICL7106 napięcie z baterii 1.5 V to od momentu włączenia odczyt "1524" się nie zmienia dlatego że pobierana przez ICL7106 moc w ogóle nie podgrzewa układu a prąd pobierany przez wejściową oporność miernika 10 MOhm z ogniwa bardzo wolno je rozładowuje. Naśladowcze do DZ 1N829 ( ale w obudowie metalowej ) radzieckie diody są stosowane jako dwa napięcia ( zależnie od znaku mierzonego napięcia ) odniesienia w krajowych licencyjnych miernikach V530-543 z archaicznym wyświetlaczem NIXIE. Użyto w nim układów TTL a pobór mocy z sieci jest spory i miernik się wyczuwalnie dość długo nagrzewa. Po podaniu DVM napięcia z ogniwa 1.5 V i załączeniu miernika odczyt się trochę zmienia - odrobinę pływa przez godzinę i ustala się na 1525 !  Oto przykład rozwoju technologii. Niegdyś bardzo drogi 4 cyfrowy DVM jest faktycznie gorszy od obecnie taniego ( przy zachodnich płacach ) bateryjnego DVM z ICL7106 mieszczącego się w dłoni.

Wymienione układy scalone z diodą Zenera 6.3V muszą mieć napięcie zasilania powyżej 9.5V co eliminuje to rozwiązanie z wielu zastosowań. Wadą mogą być także znaczne szumy ale cześć układów ma małe szumy.
Opracowane przez R. Widlar-a (1967) z National Semiconductor źródło napięcia (a później prądu ) odniesienia Bandgap na trzech tranzystorach NPN zastosowano w układzie regulatora napięcia 5V ( do zasilania układów cyfrowych ) LM109 w 1970 roku. Układ Bandgap wykazuje tym lepsze właściwości ( w szczególności mniejsze szumy ) im większy jest iloraz powierzchni tranzystorów  Q2/Q1 lub przy tej samej powierzchni tranzystorów iloraz prądów ( czyli gęstość prądu ale nie może być duży) tranzystorów w temperaturze 25C. Iloraz powierzchni w produkowanych układach wynosi typowo 4-50 razy a w układach wysokiej jakości do 200 razy co jednak zajmuje dużo powierzchni chipa (koszt) dużego tranzystora. Oczywiście jednocześnie może być spory iloraz powierzchni tranzystorów i  odwrotnie prądów co da w iloczynie pożądany duży iloraz gęstości prądów w Q1 i Q2. Napięcie w funkcji temperatury jest paraboliczne i gdy szczyt jest wygodnie aplikacyjnie przy T=25C ( czyli mało się zmienia wokół tej temperatury ) wynosi ono 1.2-1.25 V , zależnie od użytej technologii. Ponieważ dla krzemu pasmo zabronione w temperaturze 0K wynosi 1.205 V ukuto od tego nazwę układu Bandgap. Ale układy "Bandgap" są też z tranzystorami CMOS.  
Z typową technologią, układy Bandgap mają tolerancje napięcia w T=25 C około 2-3% i gdy wymagana jest lepsza tolerancja potrzebna jest korekcja lub precyzyjna  i droga technologia. Oczywiście tranzystory w Bandgap muszą być doskonale sprzężone cieplnie i układ musi być monolityczny.
W układach rodzin 78XX, 79XX zastosowano w układzie Bandgap tranzystory w układzie Darlingtona z modyfikacjami. Mają one bardzo duże szumy !
Uwzględnienie w projektowaniu wszystkich efektów w układzie Bandgap wymaga użycia programu komputera do optymalizacji.
Na rysunku jest najprostszy , dydaktyczny układ Bandgap. Wzmocnienie napięciowe stopnia z Q2 w konfiguracji WE wynosi mniej niż R2/R3 i maleje ono wraz ze wzrostem ilorazu powierzchni Q2/Q1 czyli maleją też szumy W układzie oczywiście występuje destabilizujące dodatnie sprzężenie zwrotne z B-Q2 na C-Q3 tym słabsze im większy jest iloraz gęstości prądów w Q1 i Q2. Dając odpowiedni rezystor w kolektorze Q1 możemy to szkodliwe sprzężenie całkowicie wyeliminować. Gdy stosujemy tylko iloraz prądu ( powierzchnie tranzystorów są takie same ) to wartości obu rezystorów R2 i R3 wzrastają co oczywiście znów skutkuje wzrostem szumów.  Z tego względu duży iloraz powierzchni Q2/Q1 jest pożądany - maleją szumy i polepsza się statystycznie jakość produkowanego układu.

Kolejnym etapem rozwoju idei (1974) źródła Bandgap był układ z "parą różnicową"  inżyniera Analog Devices  P. Brokaw-a zastosowany w układzie AD580. I tu potrzebny/wskazany jest duży iloraz prądów (>7 razy) tranzystorów Q1 i Q2 symetrycznej pary różnicowej. Idea pracy układu jest łatwa do zrozumienia w pokazanym układzie z OPA z materiałów AD  ale w takich IC nie ma typowego OPA lub jest uproszczony. Napięcie na rezystorze dla obu emiterów pary "różnicowej" jest proporcjonalne do T ( jest to więc jednocześnie sensor Temperatury ) ale sygnał ten musi być buforowany aby nie zakłócać pracy źródła napięcia.
Układ scalony ma tranzystory NPN i PNP.  Ponieważ układ sam nie startuje po podaniu napięcia zasilania dodano układ startowy.      

R. Widlar zmodyfikował ten układ i dodał (1977)  kwadratową poprawkę temperaturową co znacznie zmniejszyło dryft temperaturowy przy znacznych zmianach temperatury.  

Autor wymyślił własny użyteczny ( po scaleniu ) komplementarny układ Bandgap ( napięcie circa 2.46 V ) i działa on już dobrze nawet z ilorazem powierzchni tranzystorów circa 5 razy występującym w  tranzystorach BC237 / BC338 ale oczywiście połączenie równoległe drugiego "dużego" tranzystora BC338 i zwiększenie ilorazu do 10 polepsza parametry.  

W najlepszym razie (! przy znacznych prądach i powierzchniach tranzystorów ) dla układu Bandgap stosunek napięcia szumów AC w pasmie akustycznym do napięcia regulatora DC dochodzi do 105 dB czyli jest wysoki ale nie w układzie mikromocowym ! 

Dla wielofunkcyjnego ( OPA, komparator i napięcie odniesienia ) mikromocowego układu LM10 zasilanego napięciem zaledwie > 1.1 V R. Widlar opracował układ Bandgap na napięcie 200 mV. Układy takie mają jednak słabe parametry a są bardzo skomplikowane.
Układ mini, mikromocowy o takiej funkcjonalności jak LM10 ale ze źródłem Bandgap na napięcie 1.23 lub 2.45 V byłby doskonały do transmiterów 4-20 mA. Oczywiście przy lepszych parametrach byłby też znacznie prostszy niż LM10 ale nie pracowałby zasilany napięciem 1 V ale najmniej 3-5V.
Bardzo popularne są w świecie tanie, poczwórne OPA LM324 i tanie poczwórne komparatory LM393. Oba układy mogą pracować z pojedynczym napięciem zasilania 5V a zakres wejściowego napięcia wspólnego wygodnie obejmuje GND. Popularny układ LM392 zawiera jeden taki wzmacniacz operacyjny i jeden komparator. Niestety nie ma w zestawie napięcia odniesienia a szkoda.  

Układy Bandgap mogą pracować nawet z prądami mniejszymi od 1 uA ale trzeba uwzględniać w modelu pełne zachowanie tranzystorów i konieczna jest ich optymalizacja komputerowa.  Gęstość napięcia szumów niestety sporo wzrasta.  Wszystkie układy Bandgap są wrażliwe na iloraz powierzchni tranzystorów Q2/Q1 ale tym mniej im jest on większy.
 Układ idei Bandgap istnieje też w technologii CMOS ale dla dobrej precyzji napięcia powierzchnia tranzystorów analogowych musi być dziesiątki - setki razy większa niż maleńkich tranzystorów w bramkach. Tak więc źródło napięcia odniesienia w technologi CMOS jest kosztowne.   

Z racji dużego prądu jałowego układy regulatorów 78XX i 79XX są bezużyteczne w układach mikromocowych. Duży jest też na nich minimalny spadek napięcia. Gęstość napięcia szumów dla regulatora 7812 wynosi aż 500 nV/pHz.
Natomiast układ LM317 ( produkowany też w NRD i ZSRR ) pinem regulacyjnym odprowadza prąd ( jałowy ) rzędu 55 uA (zależny temperaturowo ! ) ale wymaga minimalnego obciążenia circa  3 mA, zależnego temperaturowo. Nadaje się do układów mikromocowych ale jego stosowanie gdy potrzebujemy napięcia większego od 1.24 V jest trudne bowiem pin regulacyjny wymaga wtedy podparcia stabilnym, sztywnym napięciem bez nadmiernego zużycia prądu. Z rezystorem jest użytecznym stabilnym zródłem prądowym prądu >3 mA. 

W precyzyjnych układach OPA z wejściową parą JFet  potrzebna jest bardzo dokładna stabilizacja prądów wejściowej pary różnicowej JFET. Tam też stosuje się układ Bandgap. 

Tranzystor JFet jest stosowany w IC jak źródło prądowe robocze lub startowe w OPA i regulatorach napięcia i wszelkich układach  liniowych. Jego monolityczne wyprodukowanie zwiększa jednak  ilość  czynności
Współczynnik At temperaturowej zmiany napięcia bramki JFet wyrażony z mV/K związany jest ze zmianami potencjału kontaktowego i ruchliwości nośników większościowych.
At = -2.2 + 0.0035 ( Up - Ugs)
Gdzie Up jest napięciem odcięcia bramki przy T=25C. Dla napięcia Ugs=Up-0.63V współczynnik At =0. 
JFet z odpowiednim rezystorem w źródle  jest zatem względnie  stabilnym temperaturowo  źródłem prądowym Io i napięciowym ale bez obciążania rezystora w źródle. Oporność dynamiczna  R22 sprawia że regulacja napięciowa tego źródła prądowego nie jest wielka.
W krajowym regulatorze PID typu ARC-21 OPA do operacji całkowania i różniczkowania mają na wejściu pojedyncze ( nie para różnicowa !)  wtórniki źródłowe z tranzystorów JFet. Rezystory decydujące o prądzie ( Io !) są tak pracochłonnie dobrane aby dryft termiczny był jak najmniejszy. Oczywiście to rozwiązanie jest o wiele gorsze niż para różnicowa ale pokazuje że prąd Io może być bardzo stabilny. 
 W rodzinie BF245 tranzystor BF245A ma typowy ( T=25 C ) prąd nasycenia  Idss= 4 mA, BF245B  ma 10 mA a BF245C ma 18 mA. Ale stabilny temperaturowo prąd Io jest dla nich w odwrotnej kolejności ! Za stabilnym temperaturowo prądem Io podano  typowy (!) rezystor dla każdego tranzystora z rodziny.
BF245A 650 uA 1.9 KOhm
BF245B 350 uA 7 KOhm
BF245C 200 uA 20 KOhm
Rozrzut parametrów ( tu istotna para Idss i Up ) tranzystorów JFet na tle tranzystorów bipolarnych jest znaczny i każdy bez selekcji wymaga indywidualnej optymalnej oporności dla uzyskania jego prądu Io co jest tu poważnym minusem. Przy znacznych zmianach napięcia zasilania źródła prądowego z JFet zmiany prądu Io w drenie można zmniejszyć dając równoległy do S i napięcia na drenie rezystor o dużej wartości. 
Koszt wielko-masowej produkcji tranzystorów JFet jest w przybliżeniu taki sam jak tranzystorów bipolarnych ale wielkość ich produkcji to ułamek produkcji tranzystorów bipolarnych ( efekt niewielkiej popularności Fetów ) i stąd ich wysoka cena co jednak w elektronice profesjonalnej z krótkimi seriami produkcyjnymi ma małe znaczenie.
Ta samą technologią produkcyjny rozrzut napięcia niezrównoważanie scalonych tranzystorów pary różnicowej JFet jest najmniej 10 x krotnie większy niż tranzystorów bipolarnych. Stąd OPA z wejściem JFet mają znacznie większe napięcie niezrównoważenia i jego dryf.
W katalogach dla tranzystorów JFet podawany jest niezwykle szeroki zakres istotnych parametrów czyli Up i Idss. Z takim rozrzutem tranzystorów OPA JFet miałyby o wiele gorsze parametry niż mają czyli w zasadzie nie dałoby się ekonomicznie wyprodukować sprawnego OPA. Praktycznie sprawdzono jaki jest rzeczywiście rozrzut parametrów Up i Idss dla tranzystorów BF245A z jednej serii produkcyjnej. Na tle granic parametrów podanych w katalogu tranzystory są bardzo powtarzalne i nie różnią się więcej niż 15 procent !
Zatem źródło prądowe na JFet z prądem Io dostarczające niewielki stabilny prąd , na przykład odpowiadający 4 mA w skali ( dla pętli prądowej ), jest jak najbardziej użyteczne

Do przybliżonego wyznaczenia stabilnego termicznie prądu Io JFeta potrzebna jest ortodoksyjnie znajomość prądu nasycenia Idss ( przy t=25 C ) przy Ugs=0 V oraz napięcia odcięcia Up. Przy pomiarze Idss napięcie Uds musi być znaczne i destabilizująca moc strat jest duża. Pod wpływem wydzielanego ciepła obserwujemy spadek mierzonego prądu. Lepiej jest  Id i Ugs zmierzyć  w pobliżu Io gdzie prąd jest dość stabilny termicznie.  Wprost z tego wynika jaki dokładnie  ma być rezystor Ro. Na potrzeby dużej produkcji automatyczna selekcja tranzystorów Fet na wyznaczenie Ro jest dość prosta do wykonania.
Jednak użyteczność źródła prądowego <4 mA w transmiterze 4-20 mA jest coraz bardziej ograniczona.
Oczywiście stabilne termicznie źródło prądowe z JFetem może wraz ze wzmacniaczem operacyjnym tworzyć źródło napięcia odniesienia. Dla rodziny tranzystorów JFet jak BF245 najmniejszy prąd Io (ważne dla mikromocowości) mają typy o największym Idss i jednocześnie największym  napięciu odcięcia bramki Up ( czyli BF245 C ) co jednak z drugiej strony podnosi wymagane najmniejsze napięcie zasilania.
W pokazanych przykładach użyto mikromocowego OPA. Potencjometrem P1 ustala się stabilny termicznie prąd Io JFeta. TC wyjściowego napięcia jest mniejszy niż 0.002%/C przy całkowitym poborze prądu zasilania <100 uA. W drugim schemacie jest oczywisty błąd - zbędna kropka stwarzająca zbędne połączenie z którym układ nie działa.  Wyjściowy wtórnik źródłowy z tranzystorem JFet odciąża wyjście mikromocowego OPA i zarazem gwarantuje start układu.

W układzie dyskretnym regulatora napięcia ilość elementów jest bardzo ograniczona bowiem przestrzeń w transmiterze jest deficytowa. Układ musi być prosty ale użyte tranzystory PNP są równie dobre jak PNP.


Literatura

1.Stabilny trzytranzystorowy regulator napięcia 6.6 V (patent) z elementów dyskretnych z Diodą Zenera 6.2 V o bardzo małym spadku napięcia i o małym poborze prądu dla dwuliniowego transmitera 4-20 mA o dowolnej biegunowości. Napięcie wyjściowe 6.6V (dla układu z zasilaniem szeregowym systemu całe napięcie jest większe) nie jest regulowane potencjometrem  i nie ma takiej potrzeby
 Stabilne napięcie w transmiterze 4-20 mA zasila jednocześnie system pomiarowy z sensorem i OPA. Mankamentem rozwiązania jest  mocniej "szumiąca" przy małym prądzie DZ, która powinna być rozmiarem jak najmniejsza dla jak największej gęstości prądu w złączu. Rozrzut szumów DZ niskiej jakości jest niestety spory i diody krajowe nie są rewelacyjne a raczej nie ma selekcji i mocniej szumiące DZ ( circa co dwudziesta wygląda na wadliwą  ) nie są odrzucane.  Napięcie szumów jest jednak podobne jak układu uA723 i naśladowczych. Napięcie 6.6 V w tym zastosowaniu jest bardzo wygodne. Przy zasilaniu szeregowym dwóch systemów ( Na przykład transmiter z miernikiem ICL7106 z wyświetlaczem LCD. Maksymalne napięcie zasilania ICL7106 wynosi 15 V ) całe napięcie dla pętli 4-20mA powinno być mniejsze od < 13 V.   Jest to dolne stabilne napięcie ale zgrubnie regulowane jest całe napięcie a napięcie górnego systemu jest regulowane - ograniczone drugą DZ 6.2V.
We wszystkich regulatorach o małym spadku napięcia z tranzystorem "mocy" szeregowym PNP ( ale przy napięciu ujemnym NPN ) trudna jest kompensacja częstotliwościowa. Kondensator wyjściowy ( dla szerokiego zakresu Temperatury powinien być tantalowy ) jest elementem dynamiki pętli i  nie może być przypadkowy !  Szeregowa oporność ESR kondensatora ( nie jest przypadkowy ) wprowadza stabilizujące dynamikę pętli Zero i jest istotna. Temat kompensacji częstotliwościowej jest osobny.
Symulacje dynamiki łatwo jest przeprowadzić programem Microcap na PC. 

Napięcie 6.6V jest wystarczające i wygodne do "mikromocowego" zasilania OPA ale trzeba uwzględniać  w projekcie zmniejszony zakres napięcia wyjściowego typowego OPA. W transmiterze 4-20mA nie ma z tym żadnego problemu.
Biegunowość regulowanego napięcia  jest dowolna (zamiana typów NPN<->PNP i kierunku DZ ) i można elastycznie wykorzystać na przykład OPA gdzie zakres napięcia wspólnego nie obejmuje Ve ale obejmuje Vc ( LM101 = ULY7701 ) lub odwrotnie

Regulator ten nie jest samostartujący. Układ startowy regulatora.
A.Gdy elektroniczne obciążenie nie pobiera prądu przy napięciu Ud względnie duży rezystor R4 równoległy do szeregowego tranzystora regulacyjnego załatwia sprawę startu regulatora. Ten rezystor dużo większy od h22e tego tranzystora w punkcie pracy nie ma praktycznie wpływu na jakość regulacji.
B.Gdy regulator zasila mostek rezystancyjny, rezystorem R4 o dużej oporności 10 M podany jest poprzez R2 do B-Q2 o dużym wzmocnieniu prądowym grupy B lub C prąd powodujący start. Aby rezystor R2 nie blokował startu dano w szereg z nim diodę D. Zmiany napięcia wejściowego wobec przewodzenia diody D  nie mają wpływu na stabilizacje.   
C. Prosty jest jednoelementowy układ startowy z JFetem ale on jest drogi na tle masowego tranzystora bipolarnego. S podaje ( G do "GND" z D jest zasilany ) napięcie startowe do wyjścia ale jego napięcie odcięcia powinno być na tyle małe ( typowe JFety  nadają się do tego celu ) aby przy napięciu  wyjściowym 6.6 V także  w podniesionej temperaturze aby nie dostarczał do wyjścia nadmiernego prądu. Nadaje się tu wiele typów JFetów

Szeregowy tranzystor regulacyjny BC327/337 ( 625 mW / 800 mA ) jest niewiele droższy od zwykłych tranzystorów BC a odporność na przeciążenie jest wielokrotnie większa. Przepięcia są możliwe ( są tolerowane ) chociaż jest użyta do ochrony  masowa i tania DZ o mocy 1.3W.

Do kontroli/pomiaru/obserwacji napięcia szumów DZ i całego regulatora użyteczny jest wzmacniacz o wzmocnieniu  100-1000. Pomiar wykonuje miernik analogowy lub DVM lub przy użyciu słuchawki – głośnika ucho. Przyrządy te  same z siebie mają ograniczone pasmo.  Obserwacja oscyloskopem jest pracochłonna.

2.Stabilny regulator 6.6 V z szeregowym tranzystorem wykonawczym JFet ma tylko bipolarny tranzystor wzmacniacza napięciowego błędu i DZ 6.2 V. Prąd Idss JFeta (użyto BF245C ) musi być znacznie większy od prądu obciążenia <3.8 mA. Przy zwarciu (gdy obwód zewnętrzny nie limituje prądu i mocy )  prąd Idss nagrzewającego się JFet spada i jest on bezpieczny.

3.Odpowiedni ( duże Up i Idss) tranzystor JFet jako zasilacz napięcia dla OPA  dla kondycjonera TermoCouple lub innego sensora dającego sygnał o zerowym poborze prądu o względnie małym spadku napięcia
Rozwiązanie sprawdza się z  OPA 725 i 741 ale tylko z małym ich obciążeniem . Ograniczony i stabilny jest pobór prądu, ograniczone  nagrzewanie, zredukowany błąd od PSRR.
Ale zasilany jest tylko sam OPA czyli układ nadaje się do niewielu zastosowań ale są takowe.

4.Regulator dowolnego napięcia z układami LM317 + uA776
Komentarz. Pin regulacyjny regulatora LM317 jest podparty napięciem z dzielnika rezystorowego (dla zmniejszenia szumów dodatkowy kondensator ) pobierającego niewielki prąd  zbuforowanego przez OPA uA776. Prąd programujący OPA wynosi >1 uA i pobór przez uA776 wynosi >10 uA. Pobór prądu obciążenia musi być >3.5 mA  Selekcja - sprawdzenie LM317 daje pewność poprawnej pracy.  Dokładność LM317 jest słaba i nie jest to układ precyzyjny

5.Zródło prądowe 3.5/4  mA na układzie LM317 ( z ewentualną dokładną kompensacją Temperaturową ) do zasilania generatora LC, sensora PT100 lub mostka piezorezystancyjnego.
Komentarz. Z Data Sheet do układu LM317 nie wynika czy minimalny prąd jest ponad prąd dzielnika dla pinu napięcia odniesienia czy też go obejmuje. Część układów którymi dysponuje autor mają prąd minimalny większy od 3.5 mA i być może układ LM317 do systemów dwuprzewodowych 4-20 mA w ogóle się nie nadaje Konieczna jest selekcja układów  LM317 aby stabilizowany  prąd minimalny był mniejszy od 3.5 mA.
Wewnątrz układu LM317 prąd do wyjścia płynie także przez 2 szeregowe DZ 6.8 V i rezystor 13 K ( w układzie ochrony SOA tranzystora mocy ) co podnosi prąd minimalny przy spadku napięcia na układzie >14V.
Cała reszta transmitera może pobrać tylko 0.5 mA co jest jednak często wystarczające.

6.Dwie konfiguracje źródła BandGap. Para 2Q i jeden OPA z LM324, LM158, TL064
Komentarz. Rezystory kolektorowe w stosunku 1:10 dają spadek napięcia ( 25.85 * ln(10)= 59.5 mV w temperaturze 25 C na rezystorze Re  pary 2Q.
Parametry w obu wersjach nie są wysokie. Konstrukcje komplikuje trudny Start. Ponieważ brak jest krajowych monolitycznych par tranzystorów użyteczność praktyczna w Polsce  jest wątpliwa.

7.Układy napięć odniesienia w niskonapięciowej technologii CMOS.
W układzie CMOS ICL7106 zastosowano diodę Zenera 6.2 V ale rozwiązanie takie nie jest możliwe przy napięciu zasilania 5V lub niższym. Wtedy stosuje się układy bazujące na idei podobnej do BandGap

8.Układ  i algorytm do automatycznego wyznaczania Uo, Io, Ro i R22 oraz innych rezystorów w układzie roboczym dla JFeta jako regulatora prądu lub napięcia . Dla prostoty i wysokiej dokładności JFety są wstępnie poselekcjonowane ( co najmniej na grupy A,B,C ) i urządzenie precyzyjnie ustawione jest dla danej grupy selekcyjnej. Rezystancja Ro z automatycznie mierzonych Uo i Io pokazuje dla wersji z obsługą DVM z ICL7106 gdzie wykorzystano normalne wejście dla Uo i wejście sygnału referencyjnego dla Io czyli jego zdolność dzielenia. Ro może też analogowo wyliczyć układ translinear dla produkcji automatycznej.
Dioda D służy do kompensacji termicznej zmian temperatury otoczenia i JFeta w fazie pomiaru Up i później. Pomiar napięcia odcięcia Up JFeta jest zwykle bardzo trudny ponieważ prąd drenu ma być <1-10 nA i wymagane jest kłopotliwe ekranowanie od zakłócających pól elektromagnetycznych. Zastosowano innowacyjny układ pomiaru napięcia odcięcia Up JFeta. Przy  napięciu GND na bramce (odpowiedni rezystor w bramce zapobiega oscylacjom w zakresie VHF, w drenie jest perełka ferrytowa !) i podaniu zasilania do Drenu  ładuje on kondensator w Źródle ! Ponieważ transkonduktancja jest proporcjonalna do prądu drenu przy malejącym w miarę ładowania prądzie spada ona powoli i ładowanie do napięcia bliskiego Up jest dość szybkie z zachowaniem odporności na zakłócenia. Zbuforowane przez wtórnik na OPA napięcie z tego kondensatora podano do układu S-H. Mimo komplikacji funkcjonalnej układ ma niewiele nowoczesnych (!) elementów.
Dla małego dryftu zapamiętanego napięcia Up odpowiedni kondensator układu Sample Hold jest dość duży a prąd polaryzacji wejścia OPA jest znikomy bowiem układ zasilany niewielkim napięciem jest zimny. W ciągu minuty pomiar prezentowany na wyświetlaczu układu ICL7106 jest niezmienny.  
Dla manualnej kontroli sprawności i rzetelności pomiaru można aktywować nagrzanie się JFeta prądem bliskim Idss z dużym napięciem Uds (nieprzypadkowy rezystor w Drenie z grubsza stabilizuje moc strat ) stwierdzając po tym termiczną stabilność Uo i Io. Załączoną do S dekadę rezystorów można ręcznie ustawić na podaną przez ICL7106 wartość mierząc – stwierdzając / potwierdzając  Uo i Io.
Dla tranzystorów BF245A/B/C ustalono że rozrzut Uo i Io jest stosunkowo niewielki ! 
W krajowym regulatorze PID ARC21 stosowano bardzo pracochłonne dobieranie rezystorów JFetów.
Wydaje się że era JFetów w regulatorach transmiterów 4-20 mA już się kończy. System jest więc „musztardą po obiedzie”
Układ jest ilustracją tego że ortodoksyjnie bardzo trudne pomiary są łatwe do wykonania innowacyjnym układem i metodą. Gdy bliżej przyjrzymy się znakomitym przyrządom firm HP i Tektronix to odkryjemy zawsze ich genialną pomysłowość.