Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 137
Produktywność na świecie spowalnia, bo wiedza, kompetencje i umiejętności ludzi rosną już dużo wolniej niż kiedyś. Według badania OECD jednym z głównych powodów tego stanu rzeczy jest nadużywanie (!) przez niektórych urządzeń cyfrowych. Polska wyróżnia się negatywnie w tym zakresie.
Elon Musk chce przeprowadzania testu kompetencji umysłowych dla amerykańskich urzędników po tym, jak 81-letnia kongresmenka Granger z Teksasu zgubiła się na ulicy i wylądowała w domu opieki dla pacjentów z demencją.
Dobrze że w Polsce nie przeprowadzają testu kompetencji umysłowych posłów, senatorów i ministrów, bo okazałoby się że Polską rządzi dom wariatów a może zbiegowisko istot dwunożnych i dwuręcznych czyli małpiarnia.
„Wariat na swobodzie największą klęską jest w przyrodzie”
Polska jako III RP czerpała z dywidendy pokojowej. Ale teraz polskojęzyczna elitka infantylno - agenturalna chce potrząsać szabelką ale jej jeszcze nie ma. Skacze jak wsza na grzebieniu. Znów - Silni, Zwarci, Gotowi. Marszałek Hołownia wdepcze Putina w ziemie. Czołgiem wjadą do Moskwy. Zajmą Kaliningrad i nazwą Kólewiec...
Prezydent Trzaskowski: „NVIDIA powstała 4 lata temu, wcześniej nikt o niej nie słyszał.” Trzaskowski został ministrem cyfryzacji w 2013. 23 lata temu NVIDIA była już w indeksie S&P 500 dużych spółek giełdowych.
Wicepremier Balcerowicz zawsze się mylił ! Zawsze !
Czy zatem elitka agenturalno – mafijna powinna decydować o życiu i śmierci milionów Polaków w wojnie ?
Polska ma kolosalne potrzeby pożyczkowe i trzeba znów drogo za dług płacić. Pozostaje liczyć na napływ tanich pożyczek (!) z EU w ramach KPO.
Słaby wzrost gospodarczy i złe perspektywy demograficzne będą skutkować potężnymi deficytami. Francja będzie przepalać po 200-250 mld euro rocznie ! W niewiele lepszej sytucji jest Polska.
Zdrowe finanse publiczne mają Niemcy. Ciekawe jak długo będą żyrować Francji i innym bankrutom.
Nazwy grup militarnych rakiet ukuto od ich zasięgu. Większemu zasięgowi odpowiada też większa maksymalna osiągana wysokość i większa prędkość poruszania się.
Atakujące rakiety wroga mają być jak najwcześniej zniszczone przez rakiety obronne.
Obronny system Patriot czyli obecnie PAC-3 służy tylko do zwalczania rakiet małego zasięgu. Rakiety tego rodzaju nie przenoszą głowic jądrowych. Nic nie wskazuje na to aby nie prowokowana (!) Rosja chciała Polskę atakować rakietami. Natomiast zapowiedziany odwet ( deeskalacja ) za polski terrorystyczny atak konwencjonalny ma być jądrowy. Ale przed nim nie mamy się jak bronić.
Zdecydowanie największy potencjał obronny USA tworzą rakiety systemu SM-3. Im wcześniej nastąpi zniszczenie (lub jego próba) lecącego obiektu wroga tym lepiej. Gdy nie powiedzie się pierwsza próba jest czas na podjęcie kolejnej akcji a nawet trzeciej akcji. Zatem wyrzutnie obronnych rakiet strzegących terytorium USA mają się znaleźć jak najbliżej terytorium wroga czyli na okrętach USA lub na terytorium sojusznika. Ale sojusznik taki naraża się na uderzenie już w pierwszej fazie ciężkiego konfliktu.
Kolejne wersje (2004, 2011, 2015, 2020) rakiet SM-3 mają coraz większy potencjał obronny. Produkowane są w małych ilościach.
Ogromna większość ludzi nie chce wojny. Ogromna większość firm a nawet wielkich banków nie chce wojny. Agencja Moody's obniżyła rating kredytowy wojującego Izraela z A2 do Baa1 – najniższej wartości w historii. Podobnie czynią inne agencje. Jak Izrael sobie powojuje to będzie miał kryzys gospodarczy.
Od 2017 roku Apple połączyła siły z firmą BYD z siedzibą w Shenzhen w celu zbudowania akumulatora wykorzystującego ogniwa z bezpiecznego fosforanu litowo-żelazowego. Firmy przez lata wydajnie współpracowały w ramach obecnie anulowanego projektu samochodowego, opracowując akumulatory dalekiego zasięgu.
Obecnie BYD razem z Teslą są numerem 1 w sprzedaży samochodów elektrycznych na świecie.
Kraje UE potrząsają szabelka bo tego oczekuje hegemon.
"Cięcia [15 X 2024 ] stanowić będą 7 proc. siły roboczej w dziale Defense and Space [Airbus], który zajmuje się produkcją samolotów wojskowych, dronów, kosmicznych rakiet nośnych i satelitów telekomunikacyjnych."
Z jednej strony UE zapowiada intensywne zbrojenia ale konkretne decyzje redukują moce wytwórcze. W tej sytuacji UE raczej nie zamierza zrealizować zapowiedzi w obszarze obronności, zwiększenia produkcji zbrojeniowej i samowystarczalności. W sferze obronności trwa stagnacja albo regres.
Według długiego śledztwa Bloomberga (tym razem Bloomberg w Partii Wojny ) niedoinwestowane od lat europejskie armie nie będą w stanie obronić Europy w razie przyszłej agresji Rosji bez pomocy armii USA. Ponieważ Trump chce się militarnie wycofać z Europy sprawa ma mieć dla Europy charakter egzystancjalny.
Jednak według innego źródła wojna na Ukrainie z NATO pustoszy arsenał Rosji i nie prędko będzie ona zdolna do agresji, która oprócz tego jest wątpliwa.
Rosja terenu za Bugiem nie uważała i nie uważa za swój Ruski Mir (w nim jest przede wszystkim Białoruś i Ukraina ) ale oczywiście chce mieć w Polsce wpływy ale nie kosztem wojny z NATO !
https://www.bloomberg.com/graphics/2024-nato-armed-forces/
Zabawki wojenne kupione za ciężkie miliardy, jako tani złom, po wojnie czekają na pocięcie lancami i przetopienie w hucie. Tak już było.
Mogą też gnić porzucone na pustyni gdzieś w USA lub spalone na polach Ukrainy.
Archiwum EnergoPatent.
Test Diody Avalanche
Udział półprzewodników mocy ma w światowej sprzedaży półprzewodników spory udział.
Do testowania półprzewodników mocy z reguły stosowane są wyspecjalizowane układy i systemy. Nawet do testowania układów RTVC stosowane są wyspecjalizowane układy
Zestawy przyrządów pomiarowych do półprzewodników są strasznie drogie i dodatkowo objęte embargiem technologicznym. Ceny pojedynczych przyrządów przekraczają kilkanaście tysięcy dolarów (+embaro) a potrzebne są całe ich stojaki.
Koszt wykonania jednostkowych podzespołów do systemu testów może być bardzo wysoki i należy zawsze sięgnąć po standardowe elementy
Przykładowo adapter (+ przyrządy) do zgrzewarki punktowej pozwoli testować dyskowe Diody i Tyrystorów wymaganymi potężnymi prądami.
W diodach Zenera efekt Zenera ( opisany już w 1934 roku ) występuje przy napięciach nominalnych poniżej 5V. Przy napięciach w przedziale 5-7 V występuje w DZ równolegle efekt Zenera i efekt lawinowy. Przy napięciach powyżej 7V występuje tylko efekt lawinowy. Zatem nazwa dioda Zenera jest nieścisła.
W części diod prostowniczych efekt lawinowy występuje równomiernie w złączu diody a w części występuje tylko punktowo i w tym wypadku tolerancja mocy i energii wstecznej diody jest bardzo mała.
Część procesów produkcyjnych dostarcza diod prostowniczych tolerujących mod lawinowy. Inne procesy mogą wymagać dodatkowych czynności lub lepszej staranności.
Zjawisko lawinowe występuje też w strukturze tyrystora i wiadomo o tym od momentu jego odkrycia w GE. W materiałach GE o efekcie lawinowym tyrystorów mowa od początka lat sześćdziesiątych. Producenci rzadko podają czy tyrystor w modzie blokowania zostanie samo-ochronnie załączony skutkiem efektu lawinowego. Philips tyrystorom BT152 podaje że możliwe jest ich lawinowe załączenie skutkiem przekroczenia ich indywidualnego maksymalnego napięcia blokowania ale stromość narastania załączonego prądu musi być ograniczona poniżej 15 A/us podczas gdy normalna bramkowa krytyczna stromość załączonego prądu di/dt wynosi 200 A/us. Tylko niektóre tyrystory mają podobną uwagę ale większość nie ma uwagi z czego można wnosić że nie tolerują modu lawinowego.
Koncerny Philips i Motorola mają ogromny repertuar produkcji mikroelektronicznej ale prądy diod i tyrystorów nie przekracza 140 A. Część diod Motoroli tolerujących mod lawinowy ma w oznaczeniu dodaną literę E od słowa Energy. Podano im tolerowaną Energie wsteczną i czas impulsu. Różnica w cenie między podstawowa diodą a tą z dodaną literą E wynosi ponad 10%. Oba koncerny podają tylko zgrubna idee układu testowego. Po podaniu testowego impulsu dioda ma mieć niezmienione parametry. Nic ponadto to nie wiadomo.
Nie ma jeszcze ogólnie akceptowalnych standardów zawierających definicje i układy pomiarowe dla diod tolerujących mod lawinowy.
Szybkość działania kluczy bipolarnych szybko spada z napięciem nominalnym. Stąd potrzeba ich szeregowego łączenia przy dużych napięciach zasilania. Szybkie diody mogą być bardzo mocno wyłączane dużym prądem wstecznym. Czas odzyskania zdolności zaworowej Trr i ładunek wsteczny Qrr rosną z temperaturą. Zatem gdy szeregowo połączymy diody „lawinowe” przy szybkim wyłączaniu o wiele większa energia wydzieli się początkowo w szybszej diodzie i wejdzie ona nawet raz w przebicie lawinowe. Skutkiem tej energii będzie podwyższenie temperatury i spowolnienie diody. Przy odpowiednim doborze diod różnice w ich temperaturach pracy nie przekraczają kilku stopni C ! Zatem samoregulacja podziału napięć jest bardzo dobra. Co do zasady dioda nie powinna w pracy zjawiskiem wstecznym avalanche wydzielać zauważalnej części energii.
Gdy szeregowo połączymy szybkie tyrystory z ich antyrównoległymi diodami lawinowymi ( praca lawinowa jest ekstremalnym wyjątkiem ) i snubberami RC to uzyskany podział napięć blokowania jest bardzo dobry. Aby uzyskać tak dobry podział napięć bez akcji diod wymagana pojemność C w snubberach RC byłaby bardzo duża czyli z uwagi na traconą moc w R niemożliwa do tolerowania.
Zimna ( Tj=25C ) dioda BYX56 o Iav=48 A toleruje niepowtarzalny wsteczny impuls energii 400 mJ o czasie 10 us czyli mocy 40 KW. Energia impulsu spada z temperaturą chipa i rośnie z czasem impulsu.
Dopuszczalna energia wstecznych impulsów powtarzalnych jest oczywiście mniejsza.
Energia wstecznego impulsu powoduje rozgrzanie części struktury diody i przyrost temperatury. Szybkie stwierdzenie czy przyrost ten jest już niebezpieczny jest sprawa trudną ponieważ impuls testowy może mieć zaledwie 10 us czasu.
Patent 141. Systemy testu diody Avalanche
Omówiono same innowacyjne idee testów bez wnikania w dość złożone szczegóły.
W pierwszym systemie przeznaczonym do diod mniejszej mocy o umiarkowanych napięciach załączony wysokonapięciowy tranzystor Q powoduje rośnięcie prądu w indukcyjności L (dla wyższych napięć jako autotransformator) na rdzeniu EE65 ze szczeliną powietrzną zdolnym zmagazynować ponad 30 mJ energii. Po szybkim wyłączeniu Q prąd przez 10 szeregowych diod ultrafast ładuje kondensator C z równoległą do niego testowaną diodą DUT i następnie zasila diodę. Ważne jest uzyskanie szybkiego wyłączenie Q co pozwala stosować względnie małą pojemność C. W szczególności Q nie może być nasycony. Pojemność C w fazie wyłączenia prądu spowalnia rośnięcie napięcia na Q i prąd kolektora przed osiągnięciem napięcia Uceo jest już zerowy i napięcie może dalej wzrosnąć do poziomu Ucbo.
Część energii zgromadzonej w polu magnetycznym L rozładowuje się wstecznie przez DUT. 10 szeregowych diod zapobiega rozładowaniu C z którego napięcie skompensowanym dzielnikiem RC z bardzo dużą rezystancją podano do oscyloskopu lub lepiej dedykowanego wielofunkcyjnego układu pomiarowego.
Prąd upływu rozgrzanej DUT rozładowuje C. Spowodowany zbyt dużym przyrostem temperatury upływ diody może za szybko rozładować kondensator C.
Gdy napięcie diody jest większe od Ucbo klucza Q konieczne jest użycie konfiguracji autotransformatora zamiast dławika. Aby ograniczyć dV/dt i przepięcie od uzwojenia z2 na Q dano tam dodatkowy Clamp.
Prąd upływu DUT po rozładowaniu energii z L można też bezpośrednio mierzyć w anodzie od strony GND
Drugie rozwiązanie jest przeznaczone do diod mocy.
Podwyższająca przetwornica Flyback ładuje kondensator C do nastawionego napięcia. Napięcie z C na DUT poprzez rezystor z szeregowym dławikiem ( ukształtowanie impuls prądu dla DUT) podaje wyzwolony poprzez transformatorek Tyrystor lub ich kilka połączonych szeregowo. Rozgrzana DUT rozładowuje swoim upływem C. Napięcie na DUT lub C ( powolny Ty jest dalej załączony ) skompensowanym dzielnikiem RC z bardzo dużą rezystancją podano do oscyloskopu lub lepiej wielofunkcyjnego układu pomiarowego.
Lepiej prąd upływu DUT po rozładowaniu części energii z C jest bezpośrednio mierzyć w anodzie od strony GND.
Obszar SOA tranzystora
O trwałości przyrządów półprzewodnikowych decyduje nieubłagana fizyka.
Pomiar parametrów półprzewodników to bardzo szeroki temat związany z produkcją mikroelektroniki czyli produkcją bogactwa. Koncerny mikroelektroniczne stosują także przyrządy nierynkowe produkowane w krótkich seriach lub wręcz wyłącznie dla nich.
Do pomiaru statycznych charakterystyk półprzewodników służą charakterografy. Zakresy ich napięć i prądów są z reguły mocno ograniczone. Wyjątkowo Tektronix do swojego charakterografu oferuje wkładkę na prąd do 200 A ale impulsową. Impulsy są jednak wystarczająco długie nawet dla wolnych półprzewodników.
Większość testów wyprodukowanych półprzewodników jest łatwa i prosta. Część testów może być zbędna jako ze inne testy pochłaniają ich zdolności wykrywcze.
Ale przykładowo kłopotliwy jest pomiar szumów tranzystorów czy OPA w zakresie małych częstotliwości. Gdy czas testu jest tu znaczny konieczne jest zrównoleglenie stanowisk.
W tranzystorach bipolarnych wraz ze wzrostem napięcia Uce następuje koncentracja - lokalizacja prądu i mocy na chipie z procesem dodatniego sprzężenia zwrotnego skutkiem czego obszar bezpiecznej pracy SOA jest coraz węższy. II przebicie SB jest wielką wadą tranzystorów bipolarnych mocy.
Inicjacja II przebicia pod warunkiem natychmiastowego przerwania dopływu mocy nie jest szkodliwa dla tranzystora. Można więc sporządzić wykres obszaru SOA dla danego egzemplarza tranzystora. Podawany przez producentów obszar SOA to najwęższy obszar dla tranzystorów w badanej populacji. Ręczne badanie obszaru SOA tranzystora jest czasochłonne ale komputerowa automatyzacja procesu jest w sumie prosta.
Renomowani producenci przy jednej kombinacji Uce-Ic-Tp ( faktycznie Uceo ale z adekwatnie spadającym Ic lub Tp z rosnącym Uceo ) testują każdy wyprodukowany tranzystor mocy czy nie zajdzie inicjacja SB. Gdy zajdzie SB to tranzystor jest degradowany do gorszej grupy selekcyjnej.
Realna szerokość obszaru SOA tranzystorów mocy jest bardzo różna. Koncerny Japonii produkują znakomite tranzystory mocy. W istocie jest to wiele monolitycznie połączonych równolegle małych tranzystorków. Są liniowe i mają dużą częstotliwość graniczną Ft. Obszar SOA usprawiedliwia nazwanie ich pancernymi. Równie pancerne są tranzystory Motoroli i KD503 Tesli. Natomiast Cemi na pewno nie testuje SOA wypuszczanych tranzystorów mocy i stwierdzamy że część jest niepełnowartościowa ! Gdy domowy wzmacniacz Audio z niepełnowartościowym tranzystorem mocy długo głośno pogra to konieczna będzie naprawa.
Inicjacji SB towarzyszą łatwe do detekcji drgania RF prądu kolektora i napięcia Uce a następnie momentalny spadek napięcia Uce. Po detekcji SB dopływ prądu Ic należy momentalnie przerwać bowiem inaczej tranzystor zostanie trwale zniszczony.
Gdy napięcie Uce na przewodzącym DUT jest mniejsze niż Uceo jeszcze przed inicjacja SB sterujący prąd bazy spadnie do zera czyli wzmocnienie prądowe wzrośnie do nieskończoności. Należy przerwać dopływ mocy jeszcze przed nadchodzącą inicjacją SB.
Patent 142. Jednoczesny wiarygodny pomiar Uceo i test SOA
Napięcie Uceo (Ib=0) nie jest skalarem ale funkcją conajmniej Uceo(Ic). Przy małych prądach Ic charakterystyka Uceo(Ic) ma ujemną oporność dynamiczną i pomiar z generacją szumów nie ma sensu. Poprawny pomiar jest możliwy tylko przy dość dużych prądach Ic. Napięcie Uceo małosygnałowych tranzystorów BC237,8,9 i komplementarnych jest mierzone przy prądzie Ic=2 mA. Ale napięcie Uceo małosygnałowych tranzystorów BC413,4 i komplementarnych jest mierzone przy prądzie Ic=10 mA gdy moc strat jest większa niż statycznie dopuszczalna ! W małych tranzystorach praktycznie nie ma drugiego przebicia i pełną moc można w nich wydzielać aż do napięcia Uceo.
W tranzystorach mocy przy danym czasie impulsu tolerowana moc (także energia ) spada z dużym (dla niego !) napięciem.
Gdy z napięcia 1 podamy rezystorem zasilanie odbiornikowi to maksimum mocy odbierze on przy napięciu 0.5. Moc jest parabolą. Przy rosnącym napięciu moc spada.
W teście stabilizowane napięcia Ub>Uceo do DUT Q mocy podano szybkim i bezpiecznym ( autonomiczne szybkie wyłącznie przy za dużym prądzie ) kluczem poprzez rezystor mocy. Napięcie U i rezystor dobrano tak aby jak najlepiej aproxymować linie SOA tranzystora. Szeregowy dwójnik RC do B-C DUT daje impuls prądu Ib->Ic bowiem gdy Ub<Ucbo to tranzystor może pozostać odcięty. Ten dwójnik nie zawsze jest potrzebny i czasem wystarcza pojemność Cbc samego DUT. U jest taka aby z rosnącym Uceo moc P spadała adekwatnie do wykresu SOA. Zamiast R można dać układ nieliniowy z użyciem DZ ale lepsza aproxymacja jest raczej zbędna.
Oporność R lub inną charakterystykę może też aktywnie symulować sam układ liniowego klucza.
Przez zadany czas impulsu nie może zajść inicjacja SB (gdy zajdzie to degradacja do gorszej grupy selekcyjnej ) lub mierzony jest czas do inicjacji SB.
W przypadku tranzystorów wysokonapięciowych użycie zasilacza HV jest bardzo kłopotliwe i z powodu środków bezpieczeństwa kosztowne. Lepszy jest podawany przez producentów układ ( Ale z oscyloskopem do obserwacji i odczytu. Taki system nie może być automatyzowany ) w których DUT jako klucz wyłącza prąd w indukcyjności L ( z Ib=0) i napięcie rośnie na nim do Uceo. Gdy jakościowy tranzystor absorbuje energie z indukcyjności L nie może dojść do inicjacji SB. Gdy doszło do inicjacji tranzystor jest kierowany do gorszej grupy selekcyjnej lub traktowany jako złom. Absorbowana przez DUT energia mało zależy od Uceo DUT a powinna maleć wraz z Uceo. Dając (P) równolegle do L szeregowy dwójnik z odpowiedniego warystora (lub DZ mocy ) i rezystora spowodujemy malenie energii wraz z rosnącym Uceo DUT.
Po inicjacji SB energia z L dalej płynie do DUT przy bardzo małym Uce co wydłuża czas płynięcia prądu. Gdy DUT tego nie toleruje detektor SB szybko załącza równoległy ratunkowy klucz przejmujący prąd DUT. DUT ma w kolektorze DZ aby klucz szybko przejął cały prąd z L.
Trwałość tyrystora di/dt
O trwałości przyrządów półprzewodnikowych decyduje nieubłagana fizyka. Przykładowo gdy rozszerzalność cieplna materiału obudowy jest inna niż chipa tyrystora zajdzie zmęczenie kolejnym cyklami termicznymi.
W tranzystorach bipolarnych wraz ze wzrostem napięcia Uce następuje koncentracja - lokalizacja prądu i mocy na chipie z dodatnim sprzężeniem zwrotnym skutkiem czego obszar bezpiecznej pracy SOA jest coraz węższy.
Inicjacja II przebicia pod warunkiem natychmiastowego przerwania dopływu mocy nie jest mocno szkodliwa dla tranzystora. Można więc sporządzić wykres obszaru SOA dla danego egzemplarza tranzystora. Podawany przez producentów obszar to kompromisowo ustalony najwęższy obszar dla tranzystorów w badanej populacji przynajmniej kilkunastu sztuk. Ręczne badanie obszaru SOA tranzystora jest czasochłonne ale komputerowa automatyzacja procesu jest w sumie prosta.
Renomowani producenci przy jednej kombinacji Uce-Ic-Tp testują każdy wyprodukowany tranzystor mocy na to czy nie zajdzie w teście inicjacja SB. Gdy zajdzie to tranzystor jest degradowany do gorszej grupy selekcyjnej.
Taki test jest bardzo szybki.
Powodem zawężenia SOA może być nie tylko wadliwe wykonanie chipa tranzystora ale nawet wadliwe zamocowanie go do obudowy.
Powodem małej trwałości tyrystorów w inverterach i falownikach mogą być ich duże zlokalizowane straty energii Eon na załączanie. Okazuje się że deklarowany przez producentów parametr krytycznego di/dt bywa nie dotrzymany !
Przy załączaniu tyrystora moc jest skoncentrowana na małym obszarze przybramkowym rozszerzającym się stopniowo na cały chip. Jest tu niewielkie podobieństwo (też lokalizacja i utrata trwałości) do II przebicia w tranzystorze bipolarnym. Ale można powiedzieć że di/dt to odpowiednik impulsowego SOA tranzystora i analogia jest widoczna. O ile produkcyjny test SOA tranzystorów jest bardzo szybki to test krytycznego di/dt tyrystorów jest rozpaczliwie wolny.
Katalogowy parametr krytycznej stromości narastania prądu di/dt tyrystora definicyjnie dotyczy sytuacji załączenia adekwatnie stromo narastającego prądu 2 x Itrms czyli Pi x Itav przy pełnym nominalnym napięciu. Po miesiącu podawania impulsów o częstotliwości sieciowej 50/60 Hz parametry tyrystora nie mogą ulec zauważalnemu pogorszeniu a przynajmniej nie mogą się stać gorsze niż gwarantowane. Siermiężne układy testowe są podawane i znane.
Budzi niepokój to że przykładowo Branżowa Norma do tyrystora BTP129 nie zawiera układu do testu di/dt chociaż zawiera inne układy.
Ponieważ pobór energii i moc wydzielana w tyrystorze nie jest duża jednocześnie można testować wiele tyrystorów aby wynik testu był miarodajny.
Oczywiście w układzie pracy tyrystora szybkość narastania prądu di/dt musi być znacznie mniejsza, realnie wielokrotnie mniejsza.
Pomiar początkowy i po miesiącu końcowy parametrów Tyrystora powinien się odbyć w tej samej Temperaturze lub z dodatkową poprawką ale różnice temperatur otoczenie nie mogą być większe od paru stopni.
Rzecz jasna tak nie można na bieżąco (test trwa miesiąc ) testować wyprodukowanych tyrystorów. Przy znacznie większej częstotliwości test na większy sens.
Norma nie podaje tego jak długo tyrystor ma przewodzić impulsy prądu ale nie jest to mocno istotne bowiem napięcie na załączonym tyrystorze wpierw spada szybko a następnie powoli co ma swój wkład w energie Eon. Dla tyrystorów na małe napięcia (<1000V) powinno to być > 5 us a dla tyrystorów wysokonapięciowych dużo dłużej. Jednak dla trwałości (a to jest istota omawianego testu ) najbardziej istotna jest pierwsza chwila po wyzwoleniu bramką gdy przy dużym napięciu Uak intensywnie przewodzi jedynie strefa przybramkowa chipa i tam gęstość wydzielanej mocy jest duża a nawet bardzo duża.
Na stromość narastania prądu di/dt w układzie pracy tyrystora ma szczególny wpływ indukcyjność w obwodzie pracy oraz równoległy snubber RC i szybkość załączania samego tyrystora. Szczególnie w snubberze RC prąd narasta szybko. Przy szybkim tyrystorze o Itav=500 A snubber RC może mieć pojemność C=1 uF a R=3.3 ohm. Przy napięciu 1000V prąd od snubbera i jego stromość są więc znaczne.
W tyrystorach struktura przy załączaniu stopniowo przewodzi coraz większą powierzchnią i występuje lokalizacji wydzielania energii przy bramce gdzie zaczyna się przewodzenia przy wysokim napięciu Uak. Chociaż energia strat Eon na załączenie obwodu mocy spada dość wolno ze wzrostem prądu bramki to znacznie łagodzona jest owa lokalizacja strat w chipie i stąd wymagania na duży i szybko rosnący prąd wyzwalania bramki tam gdzie stromość narastania prąd anodowego jest znaczna.
Dane dotyczące energii traconej w czasie akcji włączania tyrystora są rzadko podawane. Koncern Philips dla swoich bardzo szybkich tyrystorów asymetrycznych ASCR BTW63 podaje wykres energii strat na załączenie i przewodzenie impulsu półfali sinusoidalnej prądu. Prąd komutacji wymuszonej ma kształt półfali sinusoidalnej i stąd dane są użyteczne ale realnie jest jeszcze snubber RC i on potrafi sytuacje istotnie pogorszyć.
I tak energia Eon dla impulsu o czasie trwania ca 5 us o wartości szczytowej 50 A wynosi około 1.2 mJ a dla czasu 10 us tylko 1.5 mJ. Widać że dominuje tu aspekt stromościowych strat przy załączaniu i następnie wysokiego i stopniowo spadającego napięcia przewodzenie. Ta energia strat rośnie trochę szybciej niż liniowo z narastaniem prądu di/dt !
Wykres dotyczy szybkiego wyzwalania prądem bramki aż 1.25 A. Rozwinięta bramka daje di/dt aż do 1000 A/usec
Na wykresie pokazano napięcie przewodzenia załączonego tyrystora ale dopiero po czasie circa 300 ns gdy napięcie jest już na tyrystorze mniejsze od 20 V.
Na wykresie nie pokazano jednak początkowego napięcia na załączanym tyrystorze , które przecież normalnie bywa duże i zbliżone do napięcia nominalnego. Przy dużym napięcie Uak szczególnie dużą moc generuje snubber RC ale tu nie został zastosowany.
We wszystkich elementach bipolarnych a w szczególności tranzystorach bipolarnych również napięcie przewodzenia Ucesatdyn po załączeniu tranzystora spada stopniowo i 110% wartości ustalonej typowo osiąga dopiero po 6-20 us.
Pożądany impuls prądu uzyskamy gdy tyrystor będzie rozładowywał naładowany kondensator C w obwodzie z samym RC, RLC lub LC z dodatkową diodą równoległa do C zapobiegającą zmianie znaku napięcia na nim i wydłużającą impuls prądu w tyrystorze. Niewielki rezystor w szereg z C od strony GND pozwala oscyloskopem obserwować kształt i wielkość impulsów prądu a szczytowe napięcie na niewielkiej szeregowej pomiarowej indukcyjności jest wprost miarą di/dt. Napięcie z tej indukcyjności można też podać dla łatwego pomiaru do prostownika szczytowego z bardzo szybką diodą sygnałową ale może być on obciążony tylko bardzo dużą rezystancją. Zauważmy że różne mierzone w układzie wartości muszą być systemowo spójne. Wartości R,L,C mają dać w miarę liniowe narastanie prądu impulsów – przynajmniej w ich środkowej części.
Dla lepszego odwzorowania sytuacji panującej w realnym inverterze można dać równolegle dwa szeregowe dwójniki: RC (ekwiwalent snubbera ) i LC (L-ekwiwalent indukcyjności w obwodzie a C (+D) odpowiednia dla uzyskania prądu „pracy”)
Niech w RLC R=0. Odwrotność pierwiastka z iloczynu L x C to pulsacja W a pierwiastek z ilorazu L / C to oporność falowa Rf.
Przykład. Niech z obwodem LC napięcie wynosi 1000 V a idealne L=5 uH i C=0,2 uF. Rf=5 Ohm a Fr=159 KHz.
Zatem z idealnym kluczem maksymalna początkowa stromość wynosi di/dt=200A/us a maksymalny prąd Im=1000/5=200A. Z realnym tyrystorem i realną indukcyjnością o niewielkiej dobroci Q otrzymamy di/dt < 150 A/us a Im<140 A. Kondensator zawiera 100 mJ energii. Jeśli C będzie miał antyrównoległą diodę zapobiegająca zmianie znaku napięcia to duża część tej energii trafi do przewodzącego chipa tyrystora. Należy zwrócić uwagę ze dynamiczne napięcie przewodzenia diody może być duże i ona odciąży tyrystor fałszując wynik testu. Nie każda dioda do tego celu się nadaje.
W układzie generatora HV do spawania TIG z tyrystorem występują bardzo duże stromości di/dt załączanego dużego prądu. Taki układ nadaje się do testu żywotności tyrystora z di/dt.
Wymienione tam uwagi i rozwiązania dla generatora HV są jak najbardziej do zastosowania. Należy jedynie dodać diodę równoległą do kondensatora. Zbędny jest transformator HV bowiem potrzebna jest jedynie indukcyjność.
Dla uniwersalności elementy RLC mogą być w odpowiednich podstawkach. Zwraca uwagę to że częstotliwość rezonansowa obwodu LC (można ją zmierzyć z pomocą generatora i oscyloskopu ) trochę się różni od tej wynikającej z pomiaru wartości L i C dlatego że pomiar jest przy nieadekwatnej częstotliwości1 KHz.
Patent 143: Skrócony i wiarygodny test trwałości di/dt.
Test di/dt będzie znacznie krótszy ze znacznie większą częstotliwością impulsów. Tyrystor powinien tu być użyty z wydajnym radiatorem. Wpierw należy ustalić i zastosować właściwe wartości obwodu RLC dla uzyskania wymaganego prądu i jego stromości di/dt. Potem należy znaleźć maksymalną częstotliwość testu.
Dla ustalenia maksymalnej - optymalnej częstotliwości F impulsów testu stopniowo ją podnosimy (startując od sensownej wielkości ) aż monitorowany prąd wyzwalania Igt (wolno rosnące impulsy) spadnie o połowę.
W samym długotrwałym teście wyzwalające impulsy bramkowe są jak w katalogu duże i szybko narastają.
Tak zmierzona częstotliwość F impulsów dynamicznej mocy di/dt jest bardzo różna dla różnych tyrystorów. Generalnie im wyższe jest napięcie nominalne tyrystora tym wolniej – stratniej on się załącza i ma zarazem większy czas wyłączenia Tq.
Przy danej testowej di/dt tyrystor nie powinien wykazać żadnych objawów zmęczenia po ilości impulsów jak w normie czyli 50 Hz w ciągu miesiąca czyli circa 130 mln. Przy częstotliwości 1.5 KHz test trwa jeden dzień ale takiej dużej częstotliwości nie uzyskamy. Ponieważ czas testu zmęczenia tyrystora jest mocno skrócony możemy podnieść testowy di/dt o 50% i tak aż do skutku znajdując wartość powodującą szybkie pogorszenie parametrów tyrystora.
Do akcelerowanych testów użyto krajowych tyrystorów BTP10, BTP129. BT152 Philips i TLS106 Thomson oraz radzieckie KU221. Tyrystory BTP10, BTP129, BT152 i TLS106 nie wykazują śladów zmęczenia a tyrystorom KU221 wzrósł prąd upływu ! Jest on nadal mniejszy niż katalogowy ale rezultat testu wskazuje na to że mogą z nimi być problemy niezawodnościowe.
Patent 144: Obserwacja napięcia na załączanym kluczu mocy.
Kanał Y oscyloskopu ma określone pasmo i czas narastania ale oczywiście dynamicznie zniekształca sygnał. Gdy oscyloskopowi poprzez odpowiednią sondę pomiarową redukująca napięcie podamy napięcie Uce załączanego tranzystora lub większe Uak załączanego tyrystora spadające z poziomu 800 V lub większego Uak to napięciu załączonego ( już Uce<20 V, Uak<20 V) tranzystora / tyrystora nic sensownego nie da się powiedzieć.
Na wykresie załączania tyrystora BTW63 napięcie osi Y wynosi 20 V. Wykres winien być do pary z drugim wykresem pokazującym spadek do napięcie Uak 20 V w czasie pierwszych 300 ns załączenia. Jednak w obecności równoległego do tyrystora snubbera RC początkowy spadek napięcia jest znacznie wolniejszy.
Po użyciu zasilonej „bramki” AND ( ma pierwsze wejście do Uce a drugie „wejście” to Vb ) ale analogowej z N szeregowo połączonych diod 1N4148 (dla bardzo szybkich kluczy na mniejsze napięcia ) lub BAV21 (zupełnie wystarczające ) i takiej samej ilości szeregowych diod do kompensacji tych pierwszych otrzymujemy na ekranie oscyloskopu obraz Ucestadyn podawany czasem przez producentów mikroelektroniki. Wyjście „bramki” należy podać do wejścia niskopojemnościowej sondy lub aktywnego bufora.
Oczywiście obserwowany klucz mocy musi mieć antyrównoległą diodę lub rezystor R bramki musi być dużej mocy.
Szybki Test Inverterowych Tyrystorow
Jedynymi zaletami tyrystorów są niski koszt jednostki mocy, wysoka przeciążalność i łatwość sterowania.
Główną przyczyną utraty wymuszonej komutacji jest nadmierna temperatura chipa (także lokalna) tyrystora. Zatem jakość tyrystora inverterowego dla danych warunków komutacji to po prostu temperatura w jakiej on jeszcze poprawnie pracuje.
Kluczowy dla szybkich tyrystorów inverterowych czas wyłączenia Tq zależy aż od 6 parametrów co pokazano na wykresie od GE. Najmocniej Tq wydłuża podniesiona temperatura. Zatem parametr Tq jest bliższy hasłu niż precyzyjnej wartości.
Podwyższona temperatura tyrystora mocno obniża też samą odporność dynamiczną dV/dt. Im wyższe jest rosnące napięcie na tyrystorze tym mniejsza jest krytyczna dV/dt
Równie skomplikowana i niejednoznaczna jest nawet prosta sprawa statycznej krytycznej szybkości narastania dV/dt będącej znów funkcją wielu zmiennych. Dla jednego z szybkich tyrystorów przy zawsze liniowo rosnącym napięciu Uak do pełnego napięcia Vdrm, dV/dt wynosi zaledwie 100 V/us. A gdy napięcie rośnie do 0.67 Vdrm wynosi 500 V/us a gdy rośnie tylko do 0.33 Vdrm wynosi aż 2000 V/us.
W Branżowej Normie dotyczącej tyrystorów BTP129 ( chip jest tyrystora BT129 Mullard lub Valvo) układ testowy jest funkcjonalnie prawie identyczny jak układ odchylania poziomego w TVC Jowisz gdzie są one stosowane. Tylko pozornie jest to dziwne ! Przestarzałe odbiorniki te nie są już produkowane i ta BN jest klasyczną „musztardą po obiedzie”.
Wszechstronny negatywny wpływ temperatury lokalnej w chipie ( szczególnie obszary przybramkowe ) na parametry tyrystora sugeruje że znakomity i użyteczny jest pomiar Czasu gdy stabilnie silnie obciążony tyrystor w układzie podobnym dla jego zastosowania bez radiatora pracuje z marginesem Tq do momentu aż nagrzany odmawia pracy. Trwałość chipa tyrystora w funkcji temperatury jest taka sama jak diody ale ich maksymalna użyteczna temperatura pracy jest znacznie niższa. Oznacza to że chwilowa testowa praca do momentu nagrzania się chipa do temperatury mocno pogarszającej jego parametry dynamiczne jest absolutnie nieszkodliwa.
Dioda w hermetycznej obudowie metalowo – ceramicznej toleruje temperaturę 200C. Tyrystor w teście dynamicznie zewrze już zasilanie (prąd jest ograniczony poniżej jego wytrzymałości ) przy temperaturze <140C.
Pojemność cieplna tyrystora zależy od masy obudowy. Zważone tyrystory mają małe różnice wagi !
W bilansie strat są też straty na już bardziej ustalone napięcie przewodzenia i jak najbardziej one powinny w tym bilansie być ponieważ w realnym inverterze są obecne !
W tyrystorowych falownikach z komutacją wymuszoną niepowodzenie komutacji następuje skutkiem próby wyłączenia zbyt dużego prądu w stosunku do napięcia na kondensatorze komutującym i skutkiem zbyt wysokiej temperatury ( także lokalnej tyrystora ). Kombinacja podwyższonej temperatury i zbyt dużej stromości narastania napięcia du/dt blokowania dają natychmiastowe załączenie wyłączanego wymuszoną komutacją tyrystora.
Zatem warunki testu muszą być zbliżone do realnych zjawisk komutacji w inverterze.
Omawiany układ testera zapewnia takie warunki. Dostarczana moc prądu stałego pokrywa straty w obwodzie komutacyjnym LC, snubberze RC (jeśli jest stosowany, 99% sytuacji ) oraz tyrystorze i diodzie antyrównoległej.
W przypadku dużych tyrystorów moc pobierana przez tester Tester będzie tak duża że musi być on zasilony z sieci trójfazowej.
Tyrystory podobnie jak i inne elementy półprzewodnikowe są od lat towarem a Data Sheet jego specyfikacją. Organizacje prywatne i państwowe tworzą stosowne standardy zawierające definicje i układy pomiarowe jak w RS-397:
EIA-NEMA (Electronic Industries Association - National Electrical Manufactures Associations, JEDEC Product Council) Standard. Recommended Standards for thyristor – standard RS-397, 1972.
Pokazane w normach Układy Pomiarowe dla elementów półprzewodnikowych z reguły nie nadają się do automatyzacji procesu testu i selekcji produkcyjnej elementów. Parametry mogą wynikać z odczytu i interpretacji z ekranu (dwuśladowego) oscyloskopu a to łączy się z dowolnością / starannością pracy operatora, błędami i powolnością. Prądy i napięcia mogą nie być odniesione do GND. I tak dalej.
Patent 145 Szybki miarodajny Test Inverterowych Tyrystorow
Układ testowy ma dynamicznie obciążyć testowany tyrystor mocniej niż najmocniejszy inverter z jego użyciem. Ma on równoległy do Ty+D komutujący dwójnik szeregowy LC i snubber RC.
Dla tyrystorów mocy C jest specjalnym kondensatorem komutacyjnym a moc rezystora R może być duża.
Dwójnik szeregowy LC ma mieć C o 30% większe jak dwójnik komutacyjny w inverterze i o 50% mniejsze L czyli trochę gorsze warunki komutacji. Snubber RC ma być taki jak w inverterze. Antyrównoległa do Tyrystora Dioda D jest taka jak w docelowym inverterze. Czas odzyskania zdolności zaworowej Trr antyrównoległej Diody ma bowiem wpływ na dV/dt na wyłączonym tyrystorze.
Działanie tego rodzaju układu komutacji jest powszechnie opisywane w literaturze i powtarzanie informacji jest tu zupełnie zbędne.
Zasilanie podano dławikiem z szybką szeregową diodą uniemożliwiającą rozładownie kondensatora obwodu komutacji LC przez zasilacz. Im mniejsza jest indukcyjność dławika zasilania tym mniejszy jest margines czasu wyłączania i większe jest napięcie dodatnie na C po zakończeniu procesu oscylacyjnego przeładowania. Maksymalny odstęp czasu między całymi kolejnymi impulsami jest tylko ograniczony upływnością Ty+D.
Bramkowy impuls wyzwalania Tyrystora ma być ja katalogowo odpowiednio stromy i duży. Jest potrzeba to po czasie ma mieć wartość („GATT”) ujemną.
Bez radiatora do tyrystora BT152 w obudowie TO220 zmierzony czas do zwarcia zasilania można skrócić do około 12 sekund. W przypadku tyrystorów BTP129 różnice czasów są nieduże. Większe są różnice czasów w przypadku tyrystorów BTP128 o mniejszym napięciu nominalnym. Możliwe że jest tak dlatego że BTP129 to najlepsze egzemplarze po selekcji produkcyjnej.
Czas Testu 12 sekund jest satysfakcjonujący nawet dla produkcji masowej i zbędne jest zrównoleglenie stanowisk testu
Rozwiązań zasilaczy do Testera jest wiele. Gdy zasilacz jest tranzystorowy (rzadkie typy o potrzebnych parametrach ) sam zasilacz ogranicza prąd zwarcia po nieudanej komutacji rozgrzanego DUT pod warunkiem ze jego wyjściowa pojemność nie jest za duża.
Szybkim ograniczenikiem (1 ms ) prądu jest odpowiedniej mocy żarówka lub żarówki połączone równolegle lub indukcyjność rozproszenia zasilającego transformatora.
1.Najprostsze jest podanie z napięcia zmiennego napięcia jednopołówkowo wyprostowanego przez zasilający tyrystor zabezpieczający ale DUT pracuje wtedy tylko przez mniej niż <50% czasu i czas testu jest za długi
2.Lepsze jest zasilanie układu Testowego z odcinanego mostka prostowniczego 4Ty. System z regulacją fazową napięcia i kondensatorem wygładzającym ( wtedy konieczna żarówka do ograniczenia impulsu prądu zwarcia ) na wyjściu pracuje jak preregulator.
3.Dla dużych mocy konieczne jest zasilanie trójfazowe z mostkiem 6Ty. Znów możliwa jest idea preregulatora.
4.Zasilacz ciągły (w szczególności z tyrystorowym preregulatorem ) lub impulsowy.
Maksymalne napięcie szczytowe na DUT ( mierzone prostownikiem szczytowym ) powinno być stabilne.
W prostych rozwiązaniach napięcie regulowane jest autotransformatorem. Możliwa jest, ale niezbyt dokładna, kompensacja zmian napięcia zasilania w drodze zmiany Częstotliwości wyzwalania DUT. Musi ona spadać silniej niż 1/Ub^2.
Szczytowe napięcie na Ty jest conajmniej dwa większe od Ub. Napięcie szczytowe na Ty może być też ograniczone (warystor lub dioda mocy Avalanche ) lub lepiej stabilizowane via regulacje Ub. Wskazany jest przy regulacji Ramping zadanego Vb.
Sensory konduktometryczne są użyteczne. W tabeli wymieniono tylko część ich zastosowań.
Niestety zabrudzenia elektrod sensora fałszują pomiar i konieczne jest okresowe ich czyszczenie. Zaniechanie czyszczenia może sporo kosztować. Mniej wrażliwy na zabrudzenie jest sensor czteroelektrodowy niż dwuelektrodowy. Zabrudzenia organiczne usuwa się szczotką i detergentem a osadzony na elektrodach kamień rozpuszcza się w 10% kwasie solnym po czym konieczne jest staranne płukanie.
Kalibracje sensora można przeprowadzić stosując certyfikowane przyrządy i materiały.
Zabrudzenia są bardziej uciążliwe przy wysokiej przewodności cieczy. Rozwiązaniem problemu jest sensor indukcyjny.
Sprawdzenie
A.Mimo popularyzacji sensorów półprzewodnikowych różne sensory indukcyjne nadal są popularne.
Dawno temu znane były następujące sensory indukcyjne:
1.Resolver
2.Linear Variable Differential Transformer LVDT
3.Indukcyjne sensory quasi mostkowe i pochodne od LVDT.
4.Flux Gate i MA
5."Flux Gate" impulsowa
6.Binarny Sensor Zbliżeniowy
7.Sensor Magnetostrykcyjny
8.Cewka Rogowskiego
9.Głowice do zapisu i odczytu magnetycznego
10.Mikrofon Dynamiczny i sensor ruchów Ziemi
11.Antena ferrytowa
12.Sensory do defektoskopii wiroprądowej
13.Pętle indukcyjne "Traffic sensor"
14.Cewki - anteny w urządzeniach Nuclear Magnetic Resonance.
15. Elektromagnes w "Elektromagnetic Flow Meter"
16."Search coil magnetometer"
17.Pick Up Coil
18. Metal detector / finder
19."Waga Prądowa"
-Podaj jak najwięcej innych sensorów indukcyjnych poza kondutometrem.
B.W przekładniku prądowym o przekładni N razy prosty przewód z (dużym) prądem przechodzi przez rdzeń toroidalny (o duzej przenikalności ) na którym jest N zwoi. Dla dobrej dokładności impedancja obciążenia przekładnika ma być mała.
Na rysunku pokazano dwa identyczne uzwojone rdzenie toroidalne. Gdy jeden dławik „nadawczy” zasilimy to przy symetrii układu na drugim ”odbiorczym” dławiku jest zerowe napięcie. Gdy przez oba dławiki przeprowadzimy miedziany zwarty zwój to powstanie transformator o przekładni bliskiej 1.
W sensorze, tym zwartym zwojem jest mierzona przewodność cieczy stanowiącej taki zwój. Sensor taki jest idealny do mocno przewodzących cieczy. Zupełnie nie nadaje się do cieczy o konduktancji poniżej 15 μS/cm.
Obudowa całego hermetycznie izolowanego systemu jest z tworzywa sztucznego.
-Czy toroidalny dławik nadawczy ma być sterowany napięciowo czy prądowo ?
-Czy toroidalny dławik odbiorczy ma być nieobciążony czy zwarty ( Virtual Ground czyli wejście OPA w konfiguracji odwracającej ) ?
-Jaka ma być średnica toroidów, materiał rdzenia ( konkretny typ ferrytu ) i ilość zwoi ?
-Jaka ma być odległość między rdzeniami ?
-Czy dławik odbiorczy może i jak być ekranowany ?
-Jaka ma być częstotliwość F sygnału nadawczego ?
-Czy lepszy jest nadawczy sygnał sinusoidalny czy prostokątny i kiedy można go użyć ?
-Jakie są zalety realizacji dawcy sygnału sinusoidalnego i prostokątnego ?
Cwiczenie
Jest sensor indukcyjny w naturze a dodatkowo jego zdjecia X.
Miernikiem RLC, generatorem i DSO należy zmierzyć parametry dławików.
Należy zracjonalizować ustalone dane odpowiadając na pytanie o średnice toroidów, materiał rdzenia, ilości zwoi, odległości toroidów, ekranowanie.
Jak można sformułować zadanie optymalizacji, które jako rezultat da średnice toroidów i ilości zwoi. Przeprowadź taką optymalizacje na papierze i dowolnym programem.
Schemat analogowej elektroniki sensora daje odpowiedź na pytanie o sterowanie i odbiór sygnału oraz częstotliwość F sygnału nadawczego. Należy zracjonalizować te informacje.
W jakim celu odbierany sygnał podano do prostego detektora synchronicznego.
Czy jest inne lepsze rozwiązanie odbioru ?
