Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 140

 Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 140
Archiwum EnergoPatent.
Tyrystorowy wyłącznik szybki
 Elektromechaniczne wyłączniki prądu zmiennego CB nie ograniczają prądu zwarcia i rozłączenie obwodu następuje dopiero po przejściu prądu przez zero.
 Elektromechaniczny „wyłącznik szybki” na napięcie 3000 Vdc rozłączanie zwarcia rozpoczyna bardzo szybko ( stąd jego adekwatna nazwa ) bo już nawet po 1.5 ms. Ale zgaszenie rozciągniętego i chłodzonego łuku w komorze gaszeniowej następuje po dłuższym czasie: 20-30 ms. Prąd zwarcia jaki wyłącznik jest w stanie rozłączyć jest ograniczony co limituje moc zwarciową trakcji. Rozciąganie łuku ogranicza tylko w pewnym stopniu prąd zwarcia.  Im większy jest rozłączany prąd tym większe jest zużycie wyłącznika czyli incydenty są kosztowne. Trwałość wyłącznika spada wraz z wielkością rozłączanych prądów identycznie jak energetycznych CB.  
Taki impuls prądu zwarcia dla invertera VSI lub falownika jest zdecydowanie za duży dla tyrystorów i pewnie z tego powodu nie ma jeszcze lokomotyw do trakcji 3000 Vdc z silnikami asynchronicznymi.
Tyrystory invertera można by ochronić aktywując wyzwalany zwierający zasilanie Spark Gap czyli iskrownik.
Przykładowy elektromechaniczny wyłącznik szybki na nominalne napięcie 3000 Vdc na nominalny prąd pracy 1400 A waży 315 kg i kosztuje połowę ceny średniego  samochodu osobowego.

 Szeregowo w obwodzie wzbudzenia synchronicznego generatora energetycznego wyłącznik DC służy do szybkiego zmniejszania prądu wzbudzenia generatora. Wyłącznik normalnie bocznikuje rezystor mocy szybko zmniejszający prąd wzbudzenia po wyłączeniu wyłącznika.
Są też inne zastosowania tyrystorowych wyłączników prądu stałego DC.

  Tyrystor jest kluczem pół - kontrolowanym. Można go bramką załączyć ale wyłączy się on dopiero po zaniku prądu anodowego po długim czasie Tq. Parametry dynamiczne tyrystorów szybko pogarszają się z temperaturą chipa. Tyrystory niezawodnie pracują w systemach mocy ze sterowaniem fazowym ale nie w modzie falownika gdzie utrapieniem jest zakłóceniowy przewrót.  
W inverterach VSI z wymuszoną komutacją obwodem LC może dojść i dochodzi do niepowodzenia komutacji i zwarcia napięcia zasilania. Powodem jest głównie za duży prąd obciążenia w relacji do napięcia zasilania ( a dokładniej napięcia na kondensatorze komutacyjnym obwodu LC ) oraz za wysoka temperatura chipa (!) czyli rosnący czas Tq tyrystora. Temperaturę chipa tyrystora możemy estymować z mierzonej temperatury radiatora blisko tyrystora i historii prądu jaki płynie przez tyrystor. Zatem bezpieczny prąd pracy musi spadać z temperaturą radiatora !  
W tyrystorowych  inverterach VSI napędzających silniki prądu zmiennego  zasilanych z energetycznej sieci trójfazowej naśladowane jest ochronne rozwiązanie stworzone przez General Electric. Omówiono je w innym miejscu. Ma ono ratunkową komutacje i ewentualne odłączenie od zasilającej sieci prądu zmiennego ale dopiero po przejściu napiecia sieciowego przez zero. Charakterystyczne jest tam użycie równoległego dwójnika LD zapobiegającego zbyt szybkiemu narastaniu prądu zwarcia.
Zasilany system musi jednak tolerować „zakłócenia” wprowadzone przez dwójnik LD.
W lokomotywie BBC z tyrystorowym  inwerterem z silnikami asynchronicznymi zasilanej z trakcji prądu zmiennego zastosowano wariacje tego systemu zabezpieczenia. Lokomotywa ta jest rzekomo niezawodna !
W tyrystorowym układzie odchylania poziomego w odbiorniku TVC do niepowodzenia komutacji i zwarcia zasilania dochodzi nieomal zawsze skutkiem wyładowania w kineskopie. Układ zabezpieczający przestaje sterować bramkę tyrystora pojemnościowego prostownika sieciowego i odcięty jest dopływ energii z sieci zasilającej. Rozłączenie zwarcia jest możliwe dzięki temu że system zasilany jest z sieci prądu zmiennego i zajdzie komutacja naturalna po przejściu prądu przez zero. Widać podobieństwo z wyłącznikiem elektromechanicznym zdolnym przerwać obwód zmiennoprądowy ale niezdolnym przerwać obwodu stałoprądowego. Po chwili ( ca 300 ms na ostygnięcie chipa tyrystora komutacyjnego bo to przez niego płynie prąd zwarcia zasilacza ) układ wznawia pracę.  Akcja jest więc podobna jak w energetycznym Recloserze. Po szybkim ponownym zwarciu system może być zablokowany i nie podejmuje kolejnego załączenia.  

 Wyłącznik tyrystorowy jest bardzo podobny do choppera ale wyłączenie musi być możliwe od razu po włączeniu a w stanie ON (i oczywiście OFF ) wyłącznik musi pozostawać dowolnie długo i być cały czas gotowy do natychmiastowego wyłączenia.
Koszt szybkiego tyrystorowego wyłącznika jest podobny  jak choppera czyli jest on drogi.
 
Wyłącznik szybki na niskie napięcie ( bez szeregowego łączenia N tyrystorów ) umieszczony od strony Vb- jest strukturalnie prostszy ale nie zawsze możliwy do użycia. Wyłącznik szybki nie zastępuje w zadaniu bezpieczeństwa wyłącznika mechanicznego.
W tym przypadku katody obu Ty połączone są z GND systemu mocy co m.in. upraszcza podanie zasilanie do elektroniki kontrolnej i zbędnym czyni użycie transformatorków bramkowych. W działaniu tyrystorowy wyłącznik ma być analogiczny do energetycznego CB. Realizuje on podane mu  rozkazy ON i OFF a dodatkowo autonomicznie rozłącza przy nadmiernym prądzie.
Napięcie na kondensatorze komutacyjnym jest  tu podtrzymane bezstratnie (upływ zimnego tyrystora komutacyjnego jest znikomy ) rezystorem R (plus szeregowa D) ale wcześniej przed załączniem kondensator komutacyjny musi być już naładowany . Bezpośrednie wyzwalanie  bramki tyrystora komutacyjnego  przez tranzystor „PNP” (także jako niby Darlingtony w konfiguracji Sziklai ) umożliwi silne forsowanie bramki istotne dla tyrystora komutacyjnego.
Wskazana jest dla skrócenia czasu wyłączania Tq i podwyższenia krytycznej stromości narastania napięcia dV/dt ujemna polaryzacja bramki tyrystora głównego. Jednak nie wszystkie tyrystory mocno pozytywnie reagują w tej mierze na ujemne napięcie bramki.        
Równoległy dwójnik  RC w  bramce  klucza głównego przez chwile dostarcza ujemne napięcie do bramki Ty głównego po wymuszonym wyłączeniu.
Ujemna polaryzacje bramki Ty  komutacyjnego podwyższa prąd podtrzymania Ihold co zapobiega dalszemu przewodzeniu prądu przez R.
W przypadku wyższych napięć Vb z szeregowym łączeniem N tyrystorów, konieczne jest izolowane sterowanie bramek transformatorami lub lepiej driverami.   
Wielkość indukcyjności L w komutacyjnym obwodzie LC wyłącznika musi być optymalizowana. Do pewnej wartości jej zmniejszenie  skraca czas wyłączania ale kosztem szybkości narastania prądu załączanego tyrystora komutacyjnego. Z tego względu konieczny jest duży i szybko narastający impuls Ig+ dla tyrystora  komutacyjnego. Pozostający w gotowości operacyjnej tyrystor komutacyjny jest zimny i tolerowane di/dt jest większe.
Dioda antyrównoległa do głównego Ty zwiększa jego czas wyłączenia ale nie ma podskoku napięcia zasilającego wyłączany system (łagodzonego w różnym stopniu poprzez wygładzający dwójnik LD ) i spowodowanego tym dodatkowego narastania rozłączanego prądu. Chwilowe typowe duże Ufr tej antyrównoległej diody skraca czas wyłączenia Tq tyrystora. Konieczne jest użycie typowego snubbera RC. Rezystory drutowe tolerują ogromy impuls moc i rozmiar rezystora jest mały.
W przypadku szeregowego łączenia N tyrystorów każdy musi (!) mieć antyrównoległą diodę najlepiej Avalanche i swój snubber RC.

Patent 151. System szybkiego wyłącznika tyrystorowego.
 W konstrukcji tyrystorowego wyłącznika pracującego z dużym napięciem mocy jest zasilacz Z.
 Napięcie na kondensatorze komutującym układu wyłącznika tyrystorowego musi być dowolnie długo podtrzymane a  kondensator musi być w pełni naładowany już przed załączeniem wyłącznika aby możliwe było natychmiastowe jego wyłączenie po włączeniu na przykład przy zwarciu. Wyłącznik z naładowanym kondensatorem komutacyjnym jest uzbrojony i gotowy do akcji. Widoczna jest analogia do uzbrojenia wyłącznika  CB gdzie energie do możliwej natychmiastowej po włączeniu  akcji wyłączania jest w napiętej silnej sprężynie. Mały silnik napina sprężynę CB nawet 30 sekund.  W przeładowanym karabinie gotowym do strzału energia jest też w napiętej sprężynie.
Wystarczy relatywnie niewielka moc przetwornicy. Na wyjściu HV przetwornicy  jest szeregowy rezystor zabezpieczający ponieważ biegunowość napięcia na kondensatorze się zmienia w czasie komutacji.

 Po wzajemnej zamianie pozycji L i C w obwodzie komutacyjnym, Zasilacz Z jest połączony z Vb+ już bez skoku napięcia na L.
 W odbiornikach TVC wymagana jest możliwie małą oporność wewnętrzna prostownika napięcia HV dla anody kineskopu. Z tego względu stosowano powielacz napięcia zbudowany z diod HV i kondensatorów.  
 W odbiornikach TVC od 1975 roku stosowany jest coraz częściej nowoczesny „Split diode FBT transformer” z napięciem wyjściowym HV zasilającym kineskop do 27.5 KVdc.  Sekcjonowane uzwojenie wysokiego napięcia z wbudowanymi wielo - diodami wysokonapięciowymi jest w całości zalane tworzywem sztucznym. Zachodnia literatura wystarczająco dobrze omawia sprawę tego transformatora. Na izolacji między sekcjami uzwojeń HV FBT o tej samej ilości zwoi jest praktycznie napięcie stałe i dielektryk nie jest obciążony wielkim napięciem zmiennym i stratami od  mocy biernej. Grubość izolacji między sekcjami uzwojenia jest zmniejszona co pozytywnie wpływa na zmniejszenie indukcyjności rozproszenia transformatora. Uzwojenia są zatem połączone szeregowo dla napięcia stałego ale nie napięcia zmiennego ! Odpowiednio wysoka jest częstotliwość rezonansowa uzwojeń.
Sprawa  izolacji tworzywem sztucznym transformatora na średnie napięcie SN ( w znaczeniu używanym w systemach energetycznych ) jest na zachodzie od dekady rozwiązana.
Identycznej co do zasady konstrukcji transformator na rdzeniu ferrytowym  może być użyty w wyłączniku na duże napięcie jak 3 KVdc lub większe.
FBT od TVC do tyrystorowego wyłącznika nie może być użyty z najmniej trzech powodów.
-Za słaba jest izolacja pierwszej sekcji uzwojenia  HV od uzwojenia pierwotnego.
-Za mała jest szczelina „powietrzna” w rdzeniu jako że energie pola magnetycznego gromadzi głównie zespół odchylania poziomego kineskopu.
-Diody HV są na za mały prąd.
Układ  samooscylujący lub z kontrolerem TDA4600  pracuje jednak nie jak w układzie odchylania poziomego H-Out ale jako konwerter Flyback ale z możliwie dużym stosunkiem napięcia Flyback do napięcia zasilania Vb co jest korzystne z punktu widzenia napięcia wstecznego diod HV.
Transformator może mieć uzwojenie (+prostownik/i) do zasilania elektroniki wyłącznika.
Zaleta konwertera Flyback pracującego w modzie CCM ( Critical Current Mode lub pseudorezonansowe ) są niskie straty dynamiczne na wyłączenie diod i relatywnie niewielkie wymagania na Trr i Qrr. Podobnie jak w układzie H-Out klucz SMPS pracuje równolegle z kondensatorem – snubberem.
Odpowiedni układ regulacji daje względnie szybkie naładowanie kondensatora komutacyjnego ale go nie przeładowuje.
FBT produkowane są z różnej wielkości rdzeniami zależnie od powierzchni ekranu dedykowanego kineskopu. Do zasilacza wyłącznika może być wystarczający  najmniejszy rozmiar rdzenia.


Zasilacz z napięcia 3 KVdc
 Zasilacz impulsowy dużej mocy zasilany z trakcji 3000Vdc lub innego wysokiego napięcia jest użyteczny.
Przetwornica maszynowa w lokomotywie do trakcji 3 KVdc i w tramwaju do trakcji 600 Vdc ma niską sprawność ( średnio eksploatacyjnie < 60% ), jest droga, awaryjna i hałaśliwa.
Najpoważniejszym mankamentem układów tyrystorowych ( invertery, falowniki, choppery ) z wymuszoną komutacją  obwodem LC jest możliwa utrata komutacji i zwarcie obwodu zasilania.

 Możliwe są różne scenariusze rozwoju awarii każdego systemu. Obecnie żąda się wyliczenia prawdopodobieństwa różnych awarii w elektrowni jądrowej.  W przypadku jądrowych reaktorów wodnych PWR i BWR  ( generują > 98 % energii jądrowej w świecie ) najgorsze jest stopienie rdzenia, przepalenie dna reaktora, separatora  i dalej  „podłogi” budynku i wnikanie do gruntu na znaczną głębokość.

 Zatem należy przyjać że uszkodzenie jednego tyrystora lub utrata komutacji nie może prowadzić do katastrofy.
 Półprzewodnikowe klucze mocy są na tle elementów małosygnałowych bardzo awaryjne. Wynika to z dużej powierzchni chipa i wysokiej temperatury pracy i wysokiego napięcia pracy.
Zatem w długim okresie pracy systemu z wieloma tyrystorami ( na przykład HVDC ) uszkodzenie się tyrystora jest rzeczą normalną. W systemie redundantnym uszkodzenia nie powinno przerywać pracy systemu i tak jest w systemie HVDC.
Nigdy uszkodzenie nie powinno prowadzić do kaskady uszkodzeń.  

 Biorąc pod uwagę występujące przepięcia tyrystory falownika zasilanego napięciem 3 KV powinny tolerować napięcie conajmniej  7000 V i to z bardzo sprawną ochroną piorunową z warystorami ZnO w konfiguracji odgromnika zaworowego. Napięcie nominalne tyrystorów szybkich jest znacznie mniejsze niż przeznaczonych do sterowania fazowego i należałoby ich N szeregowo połączyć. Wraz ze wzrostem napięcia nominalnego wzrasta czas Tq wyłączenia tyrystora co finalnie owocuje większa stratą energii w rezystorze snubbera RC  na każde włączenie. W inverterach największej mocy stosowane są w snubberach specjalne wielokilowatowe rezystory z wymuszonym chłodzeniem. Strata energii pogarsza też sprawność systemu.
Już w telewizyjnym tyrystorowym układzie odchylania poziomego w rezystorze snubbera tyrystora komutacyjnego wydziela się moc do 10 W !    

W systemach HVDC gdzie czas wyłączania tyrystora  Tq jest mało istotny stosuje się w połączeniu szeregowym  tyrystory o jak największej mocy ( iloczyn nominalnego napięcia i prądu ) przy danej średnicy chipa. Dla chipa o średnicy 33 mm maksimum mocy jest przy napięciu nominalnym circa 2000 V ale z większą średnicą chipa to napięcie rośnie. Szeregowo połączona jest duża ilość tyrystorów z jednym lub dwoma nadmiarowymi dla danego napięcia.
W przypadku szybkich tyrystorów sprawa z optymalnym nominalnym napięciem jest znacznie bardziej skomplikowana.

 W falowniku równoległym – załączenie „drugiego” tyrystora  wyłącza  przewodzący poprzedni tyrystor i dalej on sam przewodzi. Jest to komutacja wyłącznie wzajemna.  Niemożliwe jest przerwanie pracy. Zakłócenie procesu komutacji zawsze oznacza zwarcie napięcia zasilania. Zbyt duże obciążenie zrywa komutacje. Takim obciążeniem może być na przykład nasycenie rdzenia transformatora invertera.  

 W falowniku szeregowym przy autokomutacji ( przy sprzężonych dławikach tyrystorów może też dodatkowo wystąpić uzupełniająca komutacja wzajemna ) – załączony tyrystor sam się wyłącza. Możliwe jest przerwanie pracy !  W podstawowej - historycznej  wersji falownika szeregowego obciążenie nie może być za małe ani za duże i stąd potrzeba modyfikacji układu bowiem w podstawowej wersji układ jest nieprzydatny. Jest kilka przydatnych modyfikacji o różnych właściwościach i skali komplikacji. Tematy te w wartościowej literaturze są od lat znane i powtarzanie informacji jest zbędne

 Jest wiele modyfikacji falownika szeregowego. Pomysłowa symulacja komputerowa (mikrokomputerowa) jest prosta.
Po pokazanej drobnej modyfikacji falownik szeregowy ma dość sztywną charakterystykę wyjściową i znosi obciążenie indukcyjne i pojemnościowe. Najmniejsze zniekształcenie napięcia wyjściowego jest przy częstotliwości wyzwalania tyrystorów 0.74 częstotliwości rezonansu szeregowego LC ale jak widać z wykresu nie jest ona krytyczna. „Kolejny” tyrystor jest załączany gdy poprzedni jest już wyłączony. Indukcyjność 3 mH to w realizacji praktycznej indukcyjność transformatora wyjściowego.  

Inna pokazana pochodna ma również dobre własności. Układ pracuje z dowolnym obciążeniem R.

Część lub całość szeregowej indukcyjności komutacyjnej może ( ale nie w każdej pochodnej falownika szeregowego  ) stanowić indukcyjność rozproszenia transformatora. Jest ona tania ( powstaje „przy okazji” ) i ma dobrą dobroć. Jednak dwie indukcyjności z szereg z tyrystorami zmniejszą prąd  zwarcia i tylko z nimi tyrystory ocaleją przy upadku komutacji.
Mankamentem tych indukcyjności jest podniesienie napięć szczytowych  na tyrystorach ponad napięcie zasilania. Można więc szukać optymalnego podziału indukcyjności.
Falownik szeregowy jest łatwy w eksperymentach. Autor nie uszkodził żadnego tyrystora.    

 Możliwe są następujące  rozwiązania systemów zasilanych dużym ( na tle napięcia nominalnego tyrystora) napięciem:
A.W pierwszym rozwiązaniu N ( na przykład 8 ) identycznych falowników połączonych jest szeregowo od strony zasilania. Każdy ma własny transformator mocy z prostownikiem wyjściowym. Oczywiście sumaryczna waga (i koszt ) N transformatorów jest większa niż waga transformatora o N razy większej mocy. Wyjścia wszystkich N diodowych prostowników są połączone równolegle. Po utracie komutacji w jednym inverterze i wprowadzonym przez niego zwarciu pozostałe invertery zasilane są trochę powiększonym napięciem. Drogą regulacji ( jeśli takowa jest ) utrzymuje się w granicach napięcie wyjściowe jeśli ma to znaczenie. „Wspólne” logicznie jest wyzwalanie bramek tyrystorów ale osobne są transformatorki bramkowe.  Zakłócenia wprowadzone transformatorkiem bramkowych powodowane zakłóceniowym skokiem dV/dt są do łatwego opanowania ( nieduże przełączane napięcie ) ale transformatorki bramkowe  muszą mieć izolacje adekwatną do pełnego napięcia zasilania co nie jest problemem.
Dopiero przy awarii drugiego z N falowników (Tyrystory same się  rezonansowo wyłączają) zdejmowane jest sterowanie bramek i wyłącznik odcina dla bezpieczeństwa zasilanie systemu.   
B. Jeden falownik szeregowy ma po N połączonych szeregowo tyrystorów z antyrównoległymi diodami Avalanche i snubberami RC co zapewnia bardzo dobry dynamiczny podział napięcia.  Tyrystory same się  rezonansowo wyłączają. Z uwagi na bardzo duże skoki napięć dV/dt trudne ale możliwe jest rozwiązanie sprawy wyzwalania tyrystorów.  
Po stwierdzeniu niepowodzenia komutacji blokowane jest wyzwalanie tyrystorów aby nie doszło do zwarcia zasilania. W istocie kolejny wielo – tyrystor (N połączonych szeregowo zespołów tyrystorów) jest załączany po stwierdzeniu wyłączenia „poprzedniego” Podwyższona temperatura chipa tyrystora silnie pogarsza jego parametry dynamiczne. Po awaryjnym odłączaniu mniej ważnych odbiorów szybko  wznawiana jest  praca odciążonego ( realnie temperaturowo ) invertera lub po niepowodzeniu próby system jest zablokowany. Mimo tego konieczny jest w zasilaniu „super awaryjny”, szybki bezpiecznik topikowy.
Typową  przyczyną utraty komutacji jest zbyt mocne obciążenie powodujące nadmierny przyrost temperatury tyrystorów. Przy zbyt wysokiej temperaturze chipów (!) tyrystorów musi być  stosowany Prewencyjny zrzut obciążenia mniej ważnych odbiorników.
Szeregowo połączonych tyrystorów musi być N+1 aby uszkodzenie jednego tyrystora nie zaburzało pracy wielo - tyrystora falownika. Nie wyłączenie się „przegrzanego” jednego tyrystora lub jego uszkodzenie  w wielo – tyrystorze nie oznacza tu operacyjnej niesprawności klucza.   
C.Wejściowy chopper ( nawet prymitywny konwerter Morgana lub Quasi Resonance Buck) obniża (niewiele ) i reguluje (dla stałości napięcia wyjściowego falownika ) napięcie wejściowe. Wyjście jego podano dalej filtrem LC do zasilania bezpiecznego ( jak wyżej ) falownika szeregowego  wytwarzającego napięcie obniżone transformatorem do pożądanego poziomu. Dla obniżenia wymagań na filtry LC dwa wejściowe konwertery z przesunięciem fazy mogą pracować równolegle.  
Dla bezpieczeństwa ( uniknięcie zwarcia ) Tyrystor główny  wejściowego konvertera jest wyzwolony tylko gdy jego prąd obciążenia jest taki że na pewno zajdzie poprawna komutacja i nie ma sygnału o „awarii” falownika.
Zatem układ w reakcji na pojedyncze uszkodzenia nie czyni zwarcia zasilania ! Prąd zwarcia prąd musi przepłynąć przez chronione algorytmem działania 3 tyrystory ! Po niewyłączeniu lub przebiciu tyrystora wejściowego konwertera  natychmiast blokuje się falownik.
Po detekcji błędu odłączane jest wyłącznikiem zasilanie ale nie występuje zwarcie.  Zwarcie wystąpi dopiero przy potrójnym uszkodzeniu, którego prawdopodobieństwo ma być ekstremalnie małe.  W tej sytuacji zadziała bezpiecznik topikowy na napięcie stałe. On zarazem ogranicza energie impulsu zwarcia. Oporności dławików  w zasilaczu o mocy 30 kW ograniczą prąd zwarcia poniżej 1000A czyli wartości dopuszczalnej dla niedrogiego szybkiego bezpiecznika topikowego.
Tyrystory i dławiki nie powinny ucierpieć przez zwarcie.
Trwałość kondensatorów foliowych przy nominalnym napięciu pracy ma być bardzo wysoka. Dielektryk czyli tworzywo sztuczne wykazuje cechy długotrwałego zmęczenia napięciem. Kondensatory rodzaju X przeznaczone do pracy z napięciem sieciowym do 250 Vac testuje się przez 2 sekundy napięciem  2120 Vdc. Jest to szczytowe napięcie sinusoidalne 1500 Vrms czyli 6 x krotnie większe od maksymalnego napięcia roboczego. Zatem chwilowe, awaryjne podanie kondensatorowi foliowemu trochę wyższego napięcia praktycznie nie ma żadnego wpływu na jego żywotność.
D.Napięcie zasilania do sensownego poziomu 500 Vdc mogą obniżyć dwa kaskadowo połączone choppery. Tyrystor główny każdego choppera jest załączany dopiero gdy na pewno wyłączony jest tyrystor drugiego choppera. Ponieważ przy bardzo mało prawdopodobnym katastrofalnym uszkodzeniu kaskady obu chopperów na wyjściu pojawi się pełne napięcie wejściowe, wyjście musi być chronione warystorem i wyzwalanym iskrownikiem aby nie zostały uszkodzone zasilane odbiorniki. Konieczne jest użycie szybkiego wejściowego bezpiecznika topikowego ale na niewielki prąd nominalny i zwarcia czyli o jeszcze znośnej cenie.
Przy kontrolowalnej awarii po stwierdzeniu niewyłączenia się któregoś tyrystora odcinane jest wyłącznikiem zasilanie.            

Patent 152. System wyzwalania bramek  tyrystorów falownika - invertera z dużym napięciem zasilania.
Aby zmniejszyć straty energii na załączenia tyrystora Eon i polepszyć ich trwałość stosuje się silne impulsy wyzwalania bramki. Ale czułość niechcianego wyzwolenia gorącego tyrystora jest niestety duża.
W transformatorkach bramek tyrystorów falowników i inverterów stosowane jest podwójne ekranowanie między uzwojeniami aby silnie stłumić zakłócenie od dużego zakłóceniowego skoku napięcia dV/dt. Ekrany są połączone z „zimnym” końcem  uzwojeń  wtórnego – bramkowego  i GND systemu sterującego uzwojenie pierwotne transformatora.

Podwójne ekranowanie plus izolacja nie mogą być dalej rozbudowane z uwagi na wzrastającą szkodliwą indukcyjność rozproszenia Ls transformatora. Ls musi być konstrukcyjnie  kompromisowo ograniczone i konstrukcja może dać za słabe tłumienie zakłócenia od skoku dużego napięcia. Rozwiązaniem jest zastosowanie większego rdzenia i mniejszej ilości zwoi na uzwojenia  oraz forsowanie sterowania transformatora od strony pierwotnej. Nie są to na tle całości invertera / falownika istotne koszty ale jednak nie można ich pominąć. Ale przy dużych napięciach zasilania invertera – falownika są to nadal środki zbyt mało skuteczne i konieczny jest jeszcze odpowiedni driver transformatora dodatkowo blokujący zakłócenia.
Zmierzenie tłumienia transformatora dla skoku napięcia dV/dt jest proste z użyciem generatora funkcyjnego dającego sygnał prostokątny i oscyloskopu. Skok można celowo adekwatnie spowolnić zwiększając czas narastania / opadania zboczy sygnału czyli podając go do wyprowadzeń ekranów uzwojeń ( ekrany tworzą kondensator ) transformatora przez odpowiedni rezystor lub potencjometr. Oscyloskop mierzy napięcie na obciążonym rezystorem uzwojeniu wtórnym (czyli ważny jest powstający prąd zakłóceń ze skoku a raczej jego ładunek czyli całka z prądu ) czyli bramkowym.
Tłumienie międzyuzwojeniowego skoku napięcia dV/dt sprawdzonych transformatorków bramkowych  jest bardzo różne. Prymitywne transformatorki nie mają ekranu i są w tym zastosowaniu  nieprzydatne.  Hermetyczny transformator w obudowie z tworzywa sztucznego na duże nominalne napięcie robocze 1500 V ( napięcie testowe 10 KV ) ma duże tłumienie i dodatkowo wzrasta ono przy zwarciu uzwojenia pierwotnego. Trudno jest stwierdzić jak wygląda jego wewnętrzna konstrukcja. Ekrany są połączne z wyprowadzeniami uzwojeń.   
Zwykle transformator bramkowy sterowany jest przez jeden tranzystor. Jest on załączany dla wyzwolenia tyrystora. Gdy tranzystor jest wyłączony prąd zakłóceń od skoku dV/dt  indukuje w obu uzwojeniach napięcie zakłócające. Pokazany na schemacie driver zawsze utrzymuje odpowiedni stan  sterowania uzwojenia pierwotnego transformatora bramkowego. Impuls wyzwalający może być z forsowaniem.  Driver jest przy tym stosunkowo prosty.
Napięcie zasilania Vb powinno być jak największe. Tranzystor Q1 jest taki jak zawsze stosowany w driverze. Przy zastosowaniu szybkich i tanich tranzystorów w plastikowej obudowie TO92 na prąd kolektora 600/800/1000 mA driver zabiera niewiele miejsca na płycie drukowanej.  Tylko on musi mieć napięcie Uceo w przybliżeniu najmniej dwa razy większe od napięcia zasilania Vb. Ewentualny (nie jest konieczny) kondensator równoległy do rezystora w kolektorze służy do forsowania impulsu bramkowego. Po  wyłączeniu Q1 energia z pola magnetycznego transformatora przepłynie do diody DZ poprzez diodę D. Ewentualnie energie absorbuje szeregowy dwójnik RC równoległy do uzwojenia transformatora. D jest wtedy zbędna a zamiast DZ jest zwykła dioda. Wybieramy rozwiązanie najbardziej ekonomiczne.  
Gdy sygnał sterujący driver  jest zerowy tranzystory Q4 (ma wyjście prądowe a nie napieciowe i pracuje bez nasycenia ) i Q3 nie przewodzą zaś Q2 jest załączony-nasycony prądem z rezystora i blokuje poprzez diodę DZ ( zakłócające włączające Ty ) napiecie na uzwojeniu transformatora bramkowego. Po podaniu driverowi sygnału tranzystory Q1, Q4 i Q3 są załączone a Q3 zwierając B-E tranzystora Q2 bardzo szybko wyprowadza go z nasycenia i prąd „Shoot Through” z załączanym  Q1 jest znikomy. Nasilenie tego złego zjawiska mocno zależy od szybkości tranzystorów (szczególnei czasu wyjscia z nasycenia ) i jest większe w obecności kondensatora forsującego. Dołączając mały kondensator do B-E Q1 wprowadzimy opóźnienie (rzędu 200 ns) załączenia Q1 i likwidacje ST ale powinno to być zbędne.
Tranzystory Q4 i Q3 są małosygnałowe. Q2 jest na prąd kolektora 600/800/1000 mA  
DriverKluczyTrafo.png

 Taki driver może też być użyty do sterowania transformatorka bramek tranzystorów Mosfet i IGBT Sterowanie proporcjonalne bazy tranzystora bipolarnego mocy wymaga pewnej rozbudowy układu co omówiono w innym miejscu.   
 W odbiornikach TVC od 1975 roku stosowany jest coraz częściej nowoczesny „Split diode FBT transformer” z napięciem wyjściowym HV zasilającym kineskop do 27.5 KVdc.  Uzwojenie z wbudowanymi wielo - diodami wysokonapięciowymi jest w całości zalane tworzywem sztucznym. Tak więc sprawa  izolacji tworzywem sztucznym transformatora na średnie napięcie SN ( w znaczeniu używanym w systemach energetycznych ) jest na zachodzie od dekady rozwiązana. Niestety w Polsce technologia ta nie jest opanowana i dalej stosowane jest gorsze i droższe przestarzałe rozwiązanie z powielaczem napięcia HV.

 Zatem możliwe jest sterowanie transformatorem bramki tyrystora przy zakłócającym skoku napięcia dV/dt przekraczającym 5 KV.
Powyżej tego napięcia konieczne jest przesłanie sygnału do optycznego odbiornika drivera każdego klucza ( a w tym tyrystora ) światłowodem. Problem energii dla energooszczędnego drivera tylko czasem rozwiązuje pobranie mocy w szereg ze snubberem RC tyrystora.  


AVR            
 Obecnie energia elektryczna wytwarzana jest w generatorach synchronicznych ze wzbudzeniem elektromagnetycznym. Moc silników Diesla agregatów prądotwórczych zaczyna się od 30 kW. Moc największych turbozespołów elektrowni sięga 1500 MW.

 Centralna dyspozycja mocy państwa kierując się względami ekonomicznymi i techniczno – organizacyjnymi oraz znając historie potrzeb na moc  i mając ich predykcje wydaje realizowalne polecenia przygotowania bloków elektrowni do pracy i zadaną wielkość generacji P dla nich. Z tą mocą ma pracować turbina napędzająca generator synchroniczny. Ta pętla regulacji jest dość powolna aczkolwiek z nowoczesnymi środkami komunikacji może być dość szybka. Turbina ma dodatkowy regulator obrotów pracujący ze strefą nieczułości. Jego akcje nie powinny być za częste.
Wzbudzenie generatora synchronicznego i wielkość zaciskowego napięcia wpływają na generowaną moc bierną.
Optymalne napięcie dla generatora w systemie ma z jednej strony zapewnić zapotrzebowanie odbiorców. Z drugiej strony generator musi pracowac w obszarze bezpiecznej pracy. Z trzeciej strony dobre powinny być rozpływy mocy w sieci przesyłowej gwarantujące małe straty i niezawodność systemu. Dyspozycje mogą też zmienić rozkazy co do wielkości napięcia lub generowanej mocy biernej Q lub jej określonej kombinacji z napięciem.
O ile dobrze rozumiana jest systemowa regulacja mocy czynnej P w systemie  to o wiele gorzej jest z mocą bierną.
 Pracujące agregaty są połączone równolegle a indukcyjność sieci jest znikoma. Ponieważ żądamy sztywnej stabilizacji napięć ( czyli duże wzmocnienie AVR ) bez korodynacji wytwarzania mocy biernej skutkiem nawet niewielkich różnic w zadanym napięciu dochodziłoby to niedopuszczalnych różnic w generacji mocy biernej przez generatory. Jeden generator byłby przeciążony prądem generowanej mocy biernej Q a drugi pracując bez wzbudzenia mogby łatwo wypaść z synchronizmu. W pokazanym systemie dla dwóch generatorów synchronicznych (po modyfikacji może być ich więcej ) detektory fazoczułe ( Przekładnik prądowy z regulowanym R1 ( ustawienie proporcji generacji mocy biernej przez generatory ) , przekładnik napięciowy PN, mostek prostowniczy, dławik i R2   ) w AVR wypracowują sygnały o generowanych prądach biernych i one zmieniają zadane regulowane napięcie generatora wyrównywując generacje mocy biernej. System pracuje stabilnie.
Niestety takiego algorytmu nie ma w systemie energetycznym państwa !

 Idee modelu i analizy maszyny synchronicznej w osiach d-q podał Andre Blondel już w 1899 roku. Nazwa osi D jest od Direct czyli osi namagnesowania rotora z biegunami jawnymi. Nazwa osi Q jest od Quadrature czyli poprzecznej do Q. Strumień D pochodzi od prądu wzbudzenia i prądu biernego a Q generuje prąd czynny i moment mechaniczny.
Model i zachowanie maszyny z biegunami utajonymi jest trochę inne.
Dopiero prace z lat trzydziestych przyniosły lepsze zrozumienie zjawisk zachodzących w maszynie synchronicznej.
Zestaw nieliniowych równań różniczkowych maszyny jest do celów analizy lub modelowania linearyzowany ale linearyzacja jest słuszna tylko wokół wybranego  punktu pracy.
Przykładowo w czasie zwarcia występują trzy okresy. W  pierwszym stanie podprzejściowym występuje reaktancja podprzejściowa. W dalszym stanie przejściowym występuje reaktancja przejściowa i w stanie ustalonym reaktancja synchroniczna.

 Gdy zmienimy moment mechaniczny podany maszynie czyli generatorowi lub silnikowi synchronicznemu to następuje oscylacyjne (!) przejście do nowego kąta pracy. Odpowiedź dynamiczna zależy m.in. od wielkości wzbudzenia. Stosując odpowiedni regulatora wzbudzenia reagujący na moment mechaniczny można oscylacje odpowiedzi ograniczyć.
Maszyna synchroniczna ma w wirniku wbudowaną klatkę tłumiąca zmniejszającą oscylacje kąta  pracującą na zasadzie silnika asynchronicznego. Po wypadnięciu z synchronizmu klatka może być szybko przegrzana   
Zwięźle temat modelu maszyny synchronicznej wyłożono w:  „Tyrystorowe układy napędowe z maszyną synchroniczną”. J.Mazurek, G.Przywara. WNT 1980

 Statyczna moc wzbudzenia dużych generatorów synchronicznych nie przekracza 0.5% nominalnej mocy generatora. Im mniejsza jest szczelina powietrzna między rotorem a statorem generatora tym mniejsza jest wymagana moc wzbudzenia ale generator jest dynamicznie mniej stabilny w systemie.
Im więcej generowane jest mocy czynnej  i biernej indukcyjnej ( krzywe V Mordeya ) tym większe musi być  wzbudzenie. Przy relatywnie małym wzbudzeniu maszyna pobiera moc bierną i pracując z dużym kątem może łatwo wypaść z synchronizmu. Producenci podają generatorom statyczny obszar bezpiecznej pracy. 

 Generator którego dotyczy wykres Obszaru Bezpiecznej Pracy ( jest to typowy wykres dla generatora wielkiej mocy ) z pełną nominalną mocą czynną P może pracować z indukcyjnym współczynnikiem mocy powyżej 0.85 ( generuje moc bierną ) i tylko do 0.4 ze współczynnikiem  pojemnościowym gdy jest słabo wzbudzony ( pracuje z dużym kątem co jest ryzykowne ) i pobiera moc bierną. Literatura wyczerpująco analizuje nawet współczesne, nowoczesne  generatory synchroniczne.

 Systemowi energetycznemu zagraża przy niedostatecznej generacji w systemie ( oprócz generatorów moc bierną generują nie za mocno obciążone linie przesyłowe ) mocy biernej spadek i niestabilność napięcia a przy niedostatecznej mocy P spadek i niestabilność częstotliwości. Procesy upadku systemu energetycznego kraju są wzglednie powolne i jest sporo czasu na decyzje.  Z uwagi na pokazany obszar SOA generatora w sytuacji zagrożenia stabilności systemu powstaje dylemat czego bardziej brakuje w kontescie możliwości wytworzenia.  Co  ( P-Q ) i w jakiej proporcji generować ?  

 Do wirnika generatora synchronicznego moc wzbudzenia podawano pierścieniami ślizgowymi, które nie są specjalnie trwałe. Napięcie wzbudzenia rośnie z nominalną mocą do około 900 Vdc dla największych jednostek generatorów.
Mocy wzbudzenia generatorom elektrowni dostarczały jeszcze nie tak dawno dedykowane prądnice prądu stałego. Później mocy wzbudzenia dostarczały sterowane fazowo prostowniki.
Obecnie czasem z generatorem zintegrowany jest pomocniczy, niewielki  generator synchroniczny wzbudzenia ( Wzbudnica – Exciter ) o odwróconej roli statora i rotora. Napięcie stałe wzbudzenia o znacznie mniejszej mocy podane jest do statora. Generowane wirnikiem wzbudnicy napięcie trójfazowe prostowane jest wirującym prostownikiem i podane jako właściwe wzbudzenie do rotora głównego generatora. Nie ma pierścieni ślizgowych.
Konstrukcje wirującego prostownika dużej mocy stała się możliwa dopiero gdy pojawiły się odpowiednie diody dużej mocy i napięcia oraz potężne warystory. W stanie nieustalonym – awaryjnym  generator synchroniczny wytwarza bowiem uzwojeniem wzbudzenia wirnika duże napięcie które  zniszczyłoby diody wirującego mostka wzbudzenia. Oprócz warystora stosowane są pomysłowe układy zdolne zaabsorbować dużą energie i to wirujące !       
Zaletą zintegrowanej wzbudnicy jest też mała moc wzbudzenia ale wadą jest dynamika kaskady dwóch generatorów.  Faktycznie trzeba w AVR ( Automatic Voltage Regulator)  z wymaganą dynamiką PID już użyć wzmacniacza – wzmacniaczy  operacyjnych OPA. Niemożliwe jest szybkie odwzbudzenie generatora mocy.
Lepszy zamiast prostownika diodowego byłby sterowany fazowo przekształtnik tyrystorowy przechodzący do pracy falownikowej przy odwzbudzeniu co wymaga transmisji informacji co nie jest proste w realizacji.  Wymaga jej też użyteczny dla AVR pomiar napięcia lub prądu wzbudzenia głównego generatora.
Przy zwarciu współczynnik mocy obciążenia generatora jest mały i typowo wynosi 0.2. Mimo dużego prądu zwarcia może spaść generowana moc czynna ! Regulator silnika / turbiny napędzającego generator ma określoną dynamikę i przy zbyt szybkim zrzucie obciążenia wzrosły by obroty a generator wypadły z synchronizmu. Dlatego w odpowiedzi na zwarcie przez chwile forsowane może być wzbudzenie a dopiero po chwili gdy zwarcie nie zostało usunięte prąd generatora jest ograniczony do wartości bezpiecznej cieplnie.     
Zatem ewentualne chwilowe Forsowanie wzbudzenia  ma zapobiec wypadnięciu generatora z synchronizmu.
 
 Dla generatora synchronicznego można zastosować analogie wzbudzenia równoległego – szeregowego maszyny DC. Przed prostownikiem wzbudzenia należy „wektorowo” ( tak jak w wspomnianym detektorze fazowym ) zsumować zmienny prąd dostarczany przez dławik zasilany z napięcia generatora i prąd z prądowego przekładnika mocy generatora. W układzie trójfazowym sumowanie wektorów Napięcia i Prądu wykonuje się tak aby jak najlepiej przybliżyć się ( z zapasem wzbudzenia ) do krzywych Mordeya. Czyli przy rosnącym obciążeniu czysto rzeczywistym prąd wzbudzenia ma rosnąć. Przy obciążeniu indukcyjnym prąd wzbudzenie ma mocniej wzrosnąć. Przy obciążeniu pojemnościowym prąd wzbudzenie ma mocno spaść. Stosuje się łączeniowe przesunięcie wektorów o 90 deg. W punkcie sumowania prądów z dławika i przekładnika można dodać kondensator rezonansowy ( tworząc źródło prądowe AC ) tak aby ze wzrostem napięcia wzbudzenia nie spadał prąd wzbudzenia.
System ma cechy słabej samoregulacji ale oczywiście stosowany jest AVR. Dławik i przekładnik prądowy muszą mieć dość dokładną wartość. Bez akcji AVR generowane jest napięcie circa 15% większe od pożądanego nominalnego.
 Nawet przy małym resztkowym namagnesowaniu generatora system ten po mechanicznym napędzeniu generatora samo startuje i nie ma problemu z początowym zasilaniem AVR.
Przy zwarciu generatora jest on automatycznie mocno wzbudzony ( prąd z przekładnika prądowego ) co jest istotną zaletą rozwiązania. Po chwili AVR musi ograniczyć to wzbudzenie.
Klucz wykonawczy mocy w AVR do takiego systemu wzbudzenia ma relatywnie niewielką moc. W AVR do takiego systemu wzbudzenia elementem wykonawczym bywa tylko jeden tyrystor w jednej z faz z regulacją fazową. Za czas przewodzenia tyrystora czyli zwarcia prądu danej fazy maleje prąd podany do wzbudzenia. Gdy stosowany jest kondensator ( idea źródła prądowego AC ) w szereg z tyrystorem konieczny jest rezystor mocy do rozładowania kondensatora.
Elementem wykonawczym może też być wysokonapięciowy tranzystor mocy pracując z modulacja PWM zwiera wzbudzenie poprzez rezystor mocy.       

 W Związku Radzieckim linie przesyłowe są bardzo długie i  tam dawno temu zaobserwowano kołysanie generatorów elektrowni. Gdy dwa generatory połączone są „elastyczną” indukcyjnością linii przesyłowej w niestabilnym systemie, kąt pracy jednego generatora się zwiększa a drogiego zmniejsza i odwrotnie. Im większe jest wzmocnienie AVR ( Automatic Voltage Regulator )generatorów tym większa jest skłonność do kołysań systemu. Temat jest teoretycznie i praktycznie badany od końca lat czterdziestych. Jest już ponad 100 istotnych zachodnich publikacji na ten temat. W rzeczywistym systemie jest wiele generatorów  i w związku z tym mnóstwo modów kołysań. Przy dużej  mocy i dużych kołysaniach istnieje niebezpieczeństwo wypadnięcia maszyny z synchronizmu i stopniowego upadku całego rozkołysanego systemu. Częstotliwość kołysań mieści się w zakresie 0.3 – 2 Hz i często jest około 1 Hz.
W ZSRR stosuje się małe wzmocnienie w AVR a na „Zachodzie” modyfikacje dynamiki AVR przez PSS (Power System Stabiliser). PSS bywa już elementem AVR.
Temat symulacji komputerowej systemów energetycznych po raz pierwszy wyczerpująco omówiono w „Computer methode in power systems analysis”, Stagg and El-Abiad, Mc Graw-Hill, 1968. To swoista Biblia w tym temacie ale temat jest dalej rozwijany. Komputerowe symulacje są zgodne z praktycznymi obserwacjami systemów energetycznych w świecie.
Do wielokrotnych sensownych symulacji systemu dla optymalizacji PSS potrzeba jednak komputera o szybkości znacznie powyżej 1 mln operacji zmiennoprzecinkowych na sekundę.

 W układzie eksperymentalnym i testowym mała maszyna synchroniczna dołączona do sieci energetycznej przez trójfazowy dławik jest mechanicznie połączona z maszyną prądu stałego będącej obciążeniem lub napędem. Najlepszy dla maszyny DC byłby czterokwadrantowy driver serwomechanizmowy (jest  też od razu Tachometr do pomiaru szybkości – częstotliwości wału ) ale proste rozwiązania też dają dobre efekty. Trzeba jednak wziąć pod uwagę mocno odmienne parametry małej maszyny synchronicznej w stosunku do potężnego generatora elektrowni.

 Na wejście AVR normalnie podana jest różnica napięcia zadanego i generowanego. Dla tłumienia kołysań PSS podaje na wejście AVR dodatkowy sygnał stabilizujący. Znanych jest wiele rozwiązań. Żadne nie jest do końca satysfakcjonujące ale z użyciem PSS system energetyczny jest stabilny. Każdy PSS obniża skuteczność podstawowego działania AVR czyli stabilizacji napięcia ! Różne są źródła użytych sygnałów dla PSS.
-Może to być „zróżniczkowany” sygnał prędkości wirnika generatora. Mankamentem jest wzmacnianie drgań skrętnych rotora generatora  i konieczne jest użycie co najmniej dwóch sensorów prędkości w różnych miejscach wału. Słowo „różniczkowanie” oznacza  tu i dalej  kaskadę dwóch identycznych transmitancji Lead - Lag ( analogowych lub programowych ) w konfiguracji Lead, którym podany jest sygnał za wstępnym górnoprzepustowym filtrem („washing” czyli pranie) o dużej stałej czasowej 5-10 s odcinającym składową stałą.
-Może to być „zróżniczkowany” sygnał częstotliwości trójfazowego napięcia na zaciskach generatora. Mankamentem jest słabe tłumienie zakłócenia ( przykładowo niestabilna praca wielkiego pieca łukowego mocy 200 MW ) od przesyłowego napięcia systemu energetycznego.  Częstotliwość napięcia można niskoszumnie śledzić jedno/trójfazową pętlą fazową PLL. Po filtracji dolnoprzepustowej napięć  specjalny komparator dokładnie wyznacza przejścia przez zero. Wyjście komparatora podano do PLL. Czasy między przejściami można też mierzyć cyfrowo w systemie programowym.  
-Przyspieszenia rotora generatora jest proporcjonalne do różnicy dostarczonej mocy mechanicznej (pomiar momentu napędowego na wale) i odprowadzonej mocy elektrycznej. Różnice tych mocy poprzez filtr „różniczkujący” można podać na wejście AVR.     
…...
 
 Schemat ideowy obrazuje processing sygnału w praktycznie każdym PSS: Wejściowy regulowany filtr górnoprzepustowy i dwie kaskadowe regulowane Transmitancje Lead-Lag oraz regulacja wzmocnienia. Normą jest identyczne ustawianie parametrów obu transmitancji L-L. Jedna regulowana transmitacja ma tylko jeden (foliowy) kondensator i dwa potencjometry. Układ jest zdumiewająco prosty. Dla małej podatności na dryfty OPA i wrażliwości na zakłócenia wskazane jest użycie pojemności >10 uF. W regulatorach PID stosowane są kondensatory 15 i 22 uF i takowe są tu odpowiednie.
PSSprocessing.png
 
Gdy potrzebne jest szybkie odwzbudzenie generatora to stosujemy  wyłącznik  rozwierający rezystor / warystor  w obwodzie wzbudzenia. Normalnie rezystor jest zwarty. Można tu użyc szybkiego wyłącznika tyrystorowego.

Patent 155 Pomiar zmian częstotliwości sieciowej jako PSS analogowy lub cyfrowy
 Obecnie używane i wprowadzane do użytku są do generatorów synchronicznych analogowe AVR jeszcze bez funkcji PSS. Ale w realizacji cyfrowej - programowej AVR może mieć lepszą funkcjonalność. W szczególności stosunkowo łatwo jest programowo zaimplementować funkcjonalność PSS. W rozwiązaniach obserwuje się ewolucje i stąd potrzeba także wytworzenia analogowego sygnału dla istniejących już AVR    
 W odbiornikach TV układ pętli fazowej PLL w układzie odchylania poziomego stosowany jest od zarania odbiornika telewizyjnego. Służy do filtracji szumów w odebranym sygnale  dla uzyskania stabilnego rastru obrazu i w ogóle umożliwia pracę stopnia końcowego odchylania poziomego H-Out będącego jednocześnie zasilaczem HV anody kineskopu. Współczesny luksusowy odbiornik TVC może mieć do 5 układów z pętlą fazową PLL wbudowanych w swoje funkcjonalności.  
W układach PLL stosuje się analogowe lub cyfrowe lub programowe (mikrokontroler) detektory fazowe czy lepiej fazowo – częstotliwościowe.
Zaletą analogowego układu mnożącego w roli detektora fazy jest jego odporność na zakłócenia ale jest to tylko detektor fazy a nie fazowo – częstotliwościowy i do rozwiązania może być  problem zbyt wąskiego zakresu zaskoku pętli. Sygnał wyjściowy z tego detektora ma w stanie ustalonym dużą 2  harmoniczną, która filtr pętli musi stłumić. Sygnał z generatora pętli PLL jest dla niego z reguły prostokątny i obecność w wejściowym sygnale analogowym harmonicznych ( jeśli są obecne muszą być wyeliminowane filtrem ) oczywiście fałszująco wpływa na wyjście detektora.  

 Cyfrowe detektory fazy ( w znaczeniu używające sygnały binarne ) wymagają zamiany komparatorem  sygnału analogowego na binarny co łączy się z problemem z szumami.
Dla zapobieżeniu wielokrotnemu przejściu sygnału z komparatora przez zero wskutek zakłóceń stosuje się w komparatorze ( na przykład w przyrządach pomiarowych ) histerezę. Histerezę tworzy pętla dodatniego sprzężenia zwrotnego wokół komparatora.  Zmiana ilorazu amplitudy sygnału sinusoidalnego do histerezy powoduje zmianę fazy sygnału wyjściowego komparatora co tutaj jest niedopuszczalne !   
Dla detektora fazowo – częstotliwościowego zbudowanego na dwóch przerzutnikach D (w realizacji monolitycznej detektora można użyć prostych przerzutników RS i 7 bramek ) i bramce  istotne są tylko zbocza narastające podanych sygnałów. Detektory takie mają niewielką strefę nieczułości wynikającą z czasów propagacji sygnałów w logice detektora. O ile stanowi to problem w scalonych radiowych syntezatorach częstotliwości to tu jest bez znaczenia.  
W omawianym nowatorskim rozwiązaniu systemowego komparatora dla pętli PLL w szereg z rezystorem tworzącym pętle dodatniego sprzężenia zwrotnego monolitycznego komparatora dodano szeregową diodę uzyskując asymetryczny sygnał histerezy ( jedna część histerezy jest zerowa) i dokładną detekcje przejścia przez zero jednego zbocza sygnału sinusoidalnego. Na drugim zboczu histereza powoduje opóźnienie detekcji ale zbocze to ma być nieistotne dla detektora na dwóch przerzutnikach D i bramce. Pojemność diody i jej czas odzyskania zdolności zaworowej pozytywnie obniżają skłonność komparatora do oscylacji. Przy zachowaniu koniecznej staranności nie ma żadnych pasożytniczych oscylacji. Komparator LM311 (jest jego odpowiednik m.in. ZSRR) znakomicie się tu nadaje. Przestarzały krajowy komparator ULY7710  (=uA710) jest kłopotliwy w tym zastosowaniu i komplikuje układ.
Nieliniowa charakterystyka fazowa filtru ( środowoprzepustowego (jak w radiokomunikacji) lub dolnoprzepustowego ) powoduje zniekształcenia nieliniowe zdemodulowanego sygnału modulującego z modulacją częstotliwości  FM. Opóźnienie filtru powoduje opóźnienie odpowiedzi całego systemu z demodulatorem FM. Toteż filtr dolnoprzepustowy lub środkowoprzepustowy nie może mieć za wąskiego pasma. Winien być w miarę fazowo liniowy.  
Gdy eksperymentalnie napięcie sieciowe poprzez prosty czterobiegumowy  filtr dolnoprzepustowy podamy do takiego nowatorskiego komparatora to jest on na właściwym zboczy niewrażliwy na zakłócenia obecne w napięciu sieciowym co stwierdzamy obserwacją.  
 Odcinki czasu w sygnale wyjściowym komparatora stabilnie mierzone są przyrządem (częstotliwościomierzem) – czasomierzem. Sygnał podano też do układu licznika 8253 ( wadą jest zbyt mała częstotliwość taktowania czyli dokładności pomiaru czasu) na karcie do komputera PC AT uzyskując prostym programem wykres ( wahania ) częstotliwości napięcia sieciowego !   Sygnał z komparatora może być też podany mikrokontrolerowi systemu AVR z PSS.
Sygnały wyjściowe z wyjść obu przerzutników D detektora fazy ( finalnie jako suma ) podane są w układzie PLL do „regulatora” PI (sterowane przerzutniami dwa źródła prądowe sterujące szeregowy dwójnik RC - PI z typowym  dodatkowym wygładzającym biegunem czyli kondensatorem równoległym do rezystora ) sterującego generator pętli. Układy takie znane są od lat. Tranzystory winny mieć małą upływność. W pokazanym układzie w dwójniku RC zamieniono miejscami R i C. Kondensator C musi być foliowy o pojemności >10 uF.

Sygnał z dwójnika RC-PI dla generatora RC ( niepolecany bo za mało stabilny ) musi być zbuforowany OPA JFet lub znacznie gorzej  wtórnikiem z tranzystorem JFet aby prąd polaryzacji OPA nie dawał dryftu napięcia na kondensatorze. Przestrajany napięciem generator systemu PLL ma być stabilny co może sprawia trudności realizacyjne . Dryft termiczny częstotliwości w generatorze RC można skompensować wykorzystując zależność temperaturową napięcia na diodzie lub termistor NTC. Układ pobiera jednak niewiele mocy i sam nie generuje istotnego przyrostu temperatury. Lepszym rozwiązaniem jest generator LC o częstotliwości z zakresu powyżej fal długich używający typowej indukcyjności w „kubku” 10x10 lub 7x7 o dużej dobroci. Odpowiednie do przestrajania diody pojemnościowe na radiowy zakresy AM nie są jednak w Polsce produkowane chociaż w świecie jest to masowy, tani produkt standardowy. Dla prostoty generator LC wykonano na tranzystorze PNP. Niestety w polskiej literaturze brak jest algorytmu projektowania stabilnego niskoszumnego generatora LC. Wybór kondensatorów obwodu rezonansowego o odpowiednich TC pozwala uzyskać stabilny cieplnie generator. Upływ przestrajającej diody pojemnościowej ( użyto dwóch diod połączonych antyszeregowo ) w  generatorze LC jest mały i praktycznie zbędny jest buforujący przestrajające napięcie wzmacniacz operacyjny OPA. Ponieważ zakłóceniowe – zbliżeniowe zmiany pojemności dają zmiany częstotliwości, generator LC winien być prosto - połowicznie ekranowany.  Częstotliwość generatora LC należy podzielić układem / układami scalonymi aby sprowadzić ją do środkowej częstotliwości 50 Hz. Wzmacniacz separujący generator LC od dzielnika częstotliwości wykonano na jednym tranzystorze  BF240. Zbuforowany sygnał z generatora LC można też podać do „częstościomierza” w różnych implementacjach a w tym mikrokontrolerem i układem 8253 na karcie do komputera.
 Sygnał z rezystora ( z równoległym kondensatorem bieguna wygładzającego ) dwójnika RC funkcji PI  pokazuje zmiany (efekt działania pętli !) częstotliwości sygnału wejściowego ! Należy jednak pamiętać że odpowiedź dynamiczna pętli PLL trochę modyfikuje ten sygnał i dynamika musi być odpowiednia. Do zastosowania w PSS zbędne już jest różniczkowanie ! Sygnał należy zbuforować - wzmocnić  OPA dla wygody i odporności na zakłócenia.  
Do eksperymentów  zmianę fazy (faza jest całką z częstotliwości ) sygnału uzyskujemy obwodem-filtrem  dolnoprzepustowym RC z potencjometrem operując nim !
Oczywiście można dla systemu trójfazowego zastosować trzy takie komparatory fazowe  ale już dla zsumowanych wyjść detektorów jeden „regulator” PI i generator.
 Sygnał można wygodnie obserwować miernikiem wskazówkowym po dodaniu offsetu aby przy zerowym sygnale dF wskazówka była w połowie skali. Wykres dF można sporządzić na papierze analogowym rejestratorem.
Stabilność systemu sprawdzamy podając na wejście sygnał uzyskany z podziału częstotliwości rezonatora kwarcowego. Po procesie synchronizacji pętli sygnał wyjściowy jest i ma być zerowy. Częstotliwość generatora PLL jest oczywiście niezmienna.    
Obserwowane zmiany częstotliwości pracy systemu elektroenergetycznego są większe w ciągu roboczego dnia niż w nocy lub w weekend co potwierdza znane zjawisko że kołysania narastają z generowaną mocą. Kołysanie systemu ma częstotliwość około 1 Hz. Raz epizody kołysania są trochę wolniejsze a raz szybsze.      
PSS.png

Patent 156. Sterowanie czułych tyrystorów poprzez dodatkowe aktywne blokowanie G-K.
Przy conajmniej średnim prądzie bramki ładunek potrzebny do wyzwolenia niewielkiego tyrystora jest mały.
Gdy bramka tyrystora/triaka jest połączona z monolitycznym układem systemu sterowania dla oszczędności energii prąd wyzwalania do bramki podany jest tylko gdy tyrystor nie przewodzi i jest na nim napięcie Uak>10V. Po załączeniu klucza prąd bramki nie jest dalej podawany. Takie rozwiązanie jest stosowane w scalonych sterownikach uniwersalnych silników AC na przykład do nowoczesnych pralek automatycznych lub w autonomicznych ściemniaczach ze zdalnym sterowaniem pilotem. Ilość potrzebnych do scalenia tej funkcjonalności elementów w IC  jest tak mała że warto zaoszczędzić na pobieranej mocy zasilania. Prąd impulsu wyzwalania bramki powinien być „duży” bowiem zmniejsza to wymagany ładunek do załączenia tyrystora/ triaka. Gdy dla wyzwalania triaka stosowana jest jedna biegunowość impulsów muszą być one ujemne.   

 Czułe tyrystory z izolacją transoptorem stosowane są jako łączniki załączające bezzakłóceniowo w zerze napięcia sieciowego i wyłączające w zerze prądu. Lepszym rozwiązaniem niż układy dyskretne są  monolityczne optotriaki ale na razie ich parametry są za słabe do większości zastosowań.
Typowym zastosowaniem łączników tyrystorowych jest sterowanie przez regulator krokowy sserwo zaworów ( także innych organów wykonawczych )  silnikami asynchronicznymi. Z racji częstych operacji trwałość przekaźników i kontaktorów jest zbyt mała. Niemiecki Siemens w tym zastosowaniu łączniki tyrystorowe stosuje od końca lat sześćdziesiątych.
 
 Napięcie wyjściowe napędzanego generatora synchronicznego agregatu diesla / turbinowego zależy mocno od magnetyzmu szczątkowego w rotorze. Po długim postoju dla maszyny do sieci trójfazowej 380 Vac może wynosić jedynie 10 V ! Musi ono początkowo wystarczyć do zasilenia AVR. Osobno omówiono specjalne startowe zasilaczyki. Są przydatne w tym zastosowaniu.
Napięcie wzbudzenia z reguły podane jest prostownikiem tyrystorowym ze sterowaniem fazowym.
Napięcie zasilania sterownikowi fazowemu podano z  obniżającego transformatorka. Przy małym namagnesowaniu rotora układ taki nie rozpocznie pracy.
W jednym z poazanych rozwiązań przekaźnik RIP stykiem / stykami NC dołącza bramkę tyrystora / tyrystorów poprzez diodę/y do jego anody/anod. Cewka przekaźnika włączona jest w szereg ze wzbudzeniem generatora. Konstrukcja odpowiedniego nietypowego przekaźnika nie jest łatwa. Konieczne może być dla ograniczenia nagrzewania  zbocznikowanie cewki przekaźnika diodą mocy aby przekaźnik załapał ( czyli tu rozłączył ) wystarczająco szybko z narastaniem prądu wzbudzenia. Standardowa cewka przekaźnika na 48/110.. Vdc może być załączona równolegle do wzbudzenia.  
Regulator AVR umieszczony jest na generatorze w skrzynce ( do mocy circa 2 MW ) stanowiąc jego integralną część i występują tam drgania źle tolerowane przez przekaźnik.

 Tyrystor wynaleziono w koncernie General Electric i tam rozpoczęto jego produkcje. Tyrystory znakowano tam jako CXXX. Tani tyrystorek C106 o Itav=2.5 (3.2) A z końca lat sześćdziesiątych ma bardzo dużą czułość wyzwalania Igt, mniejszą od 200 uA a praktycznie znacznie większą, około 30 uA. Mały jest też ładunek bramki potrzebny do wyzwolenia tego tyrystora. Typ taki i na większe prądy produkowany jest w świecie pod różnymi nazwami często z liczbą 106 w oznaczeniu.
Mankamentem tego rodzaju tyrystorów jest bardzo mała stromość dV/dt załączającego go zakłóceniowo napięcia Uak. Po podaniu napięcia sieciowego szeregowo połączonemu tyrystorowi z żarówką co któryś raz żarówka błyska przy podaniu wyłącznikiem napięcia sieciowego.
Po zbocznikowaniu G-K tego tyrystora rezystorem  1K tolerancja dV/dt katalogowo wzrasta do 10 V/us  ale i tak rzadko zdarza się rozbłysk żarówki przy załączeniu napięcia sieciowego. Z mniejszym rezystorem Rgk odporność zakłóceniowa wzrasta i błyskanie ustaje ale tracimy czułość wyzwalania czyli atut tego tyrystora !
Gdy tyrystor umieścimy za diodowym mostkiem szeregowym z załączaną żarówką 500  W (włącznik do G-A) to rozgrzany tyrystor  sam się wyzwala swoim prądem upływu !
Gdy G-K tyrystora zablokujemy przez C-E tranzystora BC413 (wzmocnienie około 380 razy ) błyskanie żarówki ustaje już przy prądzie bazy tranzystora około 5 uA !    

Zwykle tyrystor załączany jest impulsem prądu bramki. Czasem stosowany jest rezystor Rgk polepszający odporność zakłóceniową dV/dt ale obniżający czułość wyzwalania.
Gdy dysponujemy małą mocą i chcemy operować czułym tyrystorem  konieczne jest aktywne blokowanie G-K.

 W pokazanym układzie łącznika w Zerze z tyrystorem „106” i mostkiem diodowym z izolującym  transoptorem podano rezystorem R z dodatkowego prostownika D+C napięcie powodujące silne  blokowanie G-K tyrystora tranzystorem w stanie OFF łącznika.
Lacznik106.png

 Tyrystorom GTO podawane jest wyłączające napięcie bramki do -15..20 V. Nie mają one monolitycznego rezystora Rgk i takiego zewnętrznego rezystora z uwagi na dużą wydzielaną w nim moc przy bramkowym napięciu dla stanu OFF. Dla zapewnienia dużej spoczynkowej odporności dV/dt konieczne jest  aktywne blokowanie G-K GTO bowiem po podaniu zasilania HV mocy GTO mogą się załączyć skutkiem dV/dt powodując zwarcie.  Pokazany tranzystor JFet ( produkowane są modele o Rdson=3 Ohm i w razie potrzeby można ich kilka równolegle połączyć) jest w pełni załączony z zerowym napięciem Ugs i nadaje się do tego celu a przy tym układ sterowania jest względnie prosty. Dwa systemowo (!) antyszeregowo połączone Tranzystory Mosfet (mają pasożytnicza diodę antyrównoległą) w tej roli potrzebowały by podtrzymania (bezprądowego) wysterowania bramek z bateryjki lub Super kondensatora. Nie jest to wykluczone ale trwałość bateryjki Litowej ( typowe zastosowanie podtrzymywanie zawartości pamięci RAM CMOS i zasilanie RTC z rezonatorem 32768 Hz ) jest skończona (10 lat) a Super kondensator ma ograniczony czas podtrzymania bez zasilania.    


Uruchamianie i Szerokozakresowy StartUp
 W procesie tworzenia pojemnej centrali telefonicznej Bella ESS No1 (Electronic Switching System ) poważnie, pioniersko zbadano temat niezawodności elementów i urządzeń. Nazwa centrali wprowadza w błąd bowiem część komutacyjna jest elektromechaniczna a elektroniczne -  komputerowe (tranzystorowy komputer) jest tylko sterowanie.
Centrala ta może mieć do 400 tysięcy elementów. Konstrukcja każdego złożonego urządzenia wymaga aby uszkodzenia peryferyjnych elementów tylko w małym stopniu ograniczało funkcjonalność systemu. W razie uszkodzenia sterującego komputera dołączany jest drugi rezerwowy komputer.
 Znając zawodność elementów i scenariusze propagacji uszkodzeń można łatwo ręcznie (w prostej sytuacji ) lub programem komputerowym wyliczyć prawdopodobieństwo rozmaitej usterki czy katastrofy. Obecnie żąda się wyliczania prawdopodobieństwa zaistnienia różnej powagi awarii w elektrowni jądrowej. Konstrukcja ma sprawić aby prawdopodobieństwa te były mniejsze od żądanych przez rządy.  

 Na tle elementów małosygnałowych duże półprzewodnikowe klucze mocy są bardzo zawodne a przy tym drogie.

 W przypadku idealnie symetrycznego projektu wzmacniacza operacyjnego OPA główną miarą jakości użytej do produkcji technologii jest napięcie i częściowo prąd wejściowego niezrównoważenia. Wzmacniacze są selekcjonowane pod tym kątem i odpowiednio znakowane a część jest odpadem. Jakość standardowego OPA od różnych producentów jest mocno różna.
Chipy tranzystorów mocy są często selekcjonowane pod kątem Uceo, Ic (gdy wzmocnienie prądowe już mocno spada) i nierzadko obszaru SOA.
Gdy niesprawna jest połowa pamięci DRAM o pojemności 64 K pamięć jest znakowana jako o pojemności 32 K.
Gdy w mikrokontrolerze z pamięcią ROM jest on niesprawny jest ono sprzedawany jako bez pamięci ROM i musi pracować z zewnętrzną pamięcią programu.
Mniej udane egzemplarze mikroprocesorów mają obniżoną maksymalną częstotliwość taktowania.
 
 Zmontowany na PCB system elektroniczny może być niesprawny z powodu:
-Wadliwości elementów lub pomyłki w obsadzie
-Wadliwości PCB
-Wadliwości lutowania i obcinania wyprowadzeń elementów.
W procesie produkcyjnym informacje o wadach są natychmiast przetwarzane. Gdy za często wadliwy jest jakiś element pilnie powiadamiany jest producent i organizowany jest dodatkowy test przed użyciem elementu. Gdy za duży jest rozrzut parametrów elementu wykonujemy selekcje przedprodukcyjną.
Gdy wadliwe jest wykonanie PCB trzeba to poprawić a PCB przed użyciem testować. Wadliwy projekt PCB trzeba poprawić

 Najważniejsze jest wyprodukowanie sprawnego urządzenia. Do niedawna odbiornik TVC miał ponad 800 elementów a obecnie ilość ta spadła do 500-600 sztuk. Siłą rzeczy co któryś wyprodukowany egzemplarz jest niesprawny w różnym stopniu. Proces uruchomienia musi zapobiec uszkodzeniu a szczególnie kaskadowemu uszkodzeniu prowadzącemu do powstania odpadu.  

 Systemy energoelektroniczne mają bardzo duży potencjał samodestrukcji.
W obszarze SOA typowy bipolarny tranzystor HV z pełnym nominalnym prądem i napięciem może pracować tylko 10 us !
Awaryjnie  poza SOA ( w awaryjnym obszarze SOA ) tranzystor HV może się znaleźć momentami 100-3000 razy w całym swoim życiu.
 Fizyka zjawiska Second Breakdown znana jest od 1966 roku ale producenci tranzystorów mocy już wcześniej podawali na wykresie obszar pracy bezpiecznej jak krzywe ciągle. Często ten obszar był maleńki ! Później obszar statyczny i dynamiczny SOA definiowano na wykresie odcinkami. Do pewnego napięcia Uce w tranzystorze mocy można wydzielać pełną moc. Im to napięcie jest większe tym lepiej. Napięcie to wynosi od 7 do 100  V ! Dla tranzystorów HV wynosi 30-50 V  

 W elektronice sygnałowej z reguły nie występują kaskady zniszczenia. Przy zwarciu ścieżek, przerwie w ścieżce czy wadliwym lub pomylonym elemencie  rzadkie są sytuacje uszkodzenia elementów z tego powodu.
Delikatne są tranzystory SuperBeta stosowane we wzmacniaczach operacyjnych. Przy „przeciążeniu” wejścia ulegają pogorszeniu ich parametry  ale są zawsze w IC chronione. Wzmacniacz operacyjny  uA709 był wrażliwy za zwarcie wyjścia ale późniejsze  OPA są już w większości zabezpieczone. Obszar bezpiecznej pracy tranzystora mocy w regulatorach napięcia jak 78XX i  LM317 jest chroniony. Chroniony jest obszar bezpiecznej pracy tranzystorów mocy w monolitycznych wzmacniaczach mocy Audio i wszelkich układach mocy jak w układach odchylania pionowego odbiorników TV i TVC.
  Układy są też zabezpieczone przed elektrycznością statyczną ESD.

 Nauka i technologia rozwijają się w ewolucyjnym procesie ciągłym. Oczywiście nie ma żadnych powodów aby nie korzystać z dorobku i doświadczeń z innych dziedzin i wyważać dawno otwarte drzwi.  

 Cały czas rośnie rozdzielczość procesu fotolitografii w mikroelektronice. Ale  fotolitografia stosowana jest też do produkcji płyt drukowanych i rozdzielczość ich również rośnie. Nowe obudowy DIL układów scalonych ( szczególnie mikrokontrolerów) koncernów japońskich mają raster 0.07 cala a nie tradycyjne 0.1 cala. Coraz więcej jest bardzo gęstych obudów układów do montażu powierzchniowego SMD.
 SBC, Single Board Computer z braku złącz i modułów może być tańszy i łatwy do wbudowania.
Koncerny Japonii w prowadzonej wojnie gospodarczej likwidują swoim eksportem zachodnie firmy elektroniczne.   Nowe ( proste, nie luksusowe ) japońskie odbiorniki TVC mają elektronikę na jednej dużej płycie (+ płytka podstawki CRT ) drukowanej. Może być na niej do 500 elementów elektronicznych. W większości miniaturowych a nawet SMD.
Serwo „Amplifier” do co najwyżej średniej mocy także może być wykonany na jednej dużej PCB !     
 Mimo podejmowania wysiłków zmontowany na płycie drukowanej PCB układ bywa niesprawny. Im więcej jest elementów i gorszej jakości, więcej wad ma PCB i jej lutowanie tym szansa niesprawności jest większa. Niezerowe jest prawdopodobieństwo omyłkowej obsady elementów !
Z doniesień w czasopismach wynika że nawet przy japońskiej organizacji, jakości i staranności co trzydziesta płyta takiego odbiornika TVC single board jest niesprawna po montażu !
Elementy elektroniczne można dodatkowo przed montażem testować i selekcjonować ale jest to dość kosztowne i praktykowane tylko w razie problemów z konkretnym elementem.  Testować można samą wyprodukowaną  PCB.
Wyprodukowana Elektronika sygnałowa  i cyfrowa nie ma przy wadach elementów i montażu zdolności szybkiej samodestrukcji.
Po Resecie pierwsze programowe zadanie komputera i mikrokontrolera to z reguły POST – Power On Self Test. Stopień komplikacji funkcji POST może być bardzo różny. Procesor może przetestować swoje rozkazy i pamięć RAM ustalając też jej wielkość.  Gdy testowany port równoległy I/O  jest programowalny (jak 8255) po dodaniu niewielkich kondensatorków (czasem są użyte z powodu EMC a często są zbędne ! ) jako „pamięci” można go w POST przetestować. Wpierw konfigurujemy go jako Out i podajemy stan a następnie konfigurujemy go jako In i momentalnie  czytamy stan. Okazuje się że kondensatorek „pamięci” nie zawsze jest konieczny bo wystarcza pojemność samego portu, ścieżek i sterowanego IC.  Interface szeregowy testujemy stosując LoopBack. I tak dalej.
Natomiast zdolność destrukcji systemów mocy jest oszołamiająca i rośnie z napięciem zasilania i prądem zwarcia. Klucze mocy w obudowach plastikowych mogą się rozerwać stanowiąc zagrożenie dla pracowników. Eksplodować mogą kondensatory elektrolityczne. Odparowują lub odrywają się ścieżki płyty drukowanej. Mogą one ranić pracownika.

 W serwodrive dawniej stosowano zasilacze z transformatorem sieciowym 50/60 Hz. Sprawność takiego stabilizowanego zasilacza jest bardzo mała.
Współcześnie liderzy stosują tylko zasilacze impulsowe SMPS. Część sygnałowa analogowa i cyfrowa pobiera niewiele mocy. Gro mocy konsumują drivery kluczy mocy. Trzy drivery górnych bipolarnych kluczy muszą mieć izolowane dwubiegunowe ( + dla ON i – dla OFF klucza ) zasilania co komplikuje wykonanie transformatora SMPS z wieloma uzwojeniami. Dolne drivery mogą mieć wspólne zasilanie.  Przy częstotliwości pracy SMPS powyżej 50 KHz transformator jest niewielki.
Zatem uruchomienie serwodrive musi się zacząć od SMPS !

 Taktowany sygnał cyfrowy można podać w zdefiniowanym okresie do rejestru liniowego otrzymujac Sygnaturę. Sygnaturą analogową  jest pobierany prąd zasilania. Im wyższej jakości jest urządzenie tym powtarzalność tego prądu jest lepsza.
 
 Najwięcej zasilaczy impulsowych pracuje w świecie w odbiornikach telewizyjnych TVC a na drugim miejscu są produkowane w coraz większej ilości mikrokomputery.
 We współcześnie produkowanych zachodnich odbiornikach TVC dominuje zasilający konwerter Flyback najczęściej pracujący asynchronicznie (w stosunku do odchylania poziomego ) w Critical Current Mode CCM (Discontinous Current Mode , CCM, Continous CM ) zwanym tez quasi-rezonansowym co pozwala ograniczyć straty mocy w kluczu i  snubberze dV/dt i ogólnie polepsza sprawność. Rozwiązania pracujące synchronicznie ( w TVC tak zwane Synchrous Power Pack Philipsa ) są znacznie rzadsze
 Masowo stosowane są w TVC dwa dyskretne rozwiązania SMPS– Japońskie i Zachodnie. Zachodnie rozwiązanie stosowane jest  także w krajach RWPG. Uzyskiwane efekty są w pełni zadowalające ale są to rozwiązania wąsko-zakresowe nie nadające się do odbiorników wielosystemowych mogących pracować z wieloma napięciami sieciowymi na całym świecie.
Konverter flyback ma najniższy ze wszystkich izolowanych konverterów koszt szerokozakresowości i stąd pokusa aby odbiornik TVC (lub inne urządzenie elektroniczne ) pracował na całym świecie ( fantastyczne możliwości sprzedaży )  zasilany napięciem sieciowym 90-260 Vac a nawet 80-270 Vac . Problem sprawiają różne  wtyczki sieciowe ale rozwiązują to proste przejściówki lub dedykowany kabel z dwoma wtykami lub wtyczka na konkretny rynek lub rynki.
To że konverter flyback ma najniższy ze wszystkich konverterów koszt szerokozakresowości wcale nie oznacza ze ten koszt jest niski bo nie jest !
 Obecnie w impulsowym zasilaczu szerokozakresowym tranzystor bipolarny lub Mosfet sterowany jest wyspecjalizowanym układem scalonym a rzadziej układem z elementów dyskretnych i układów scalonych ogólnego zastosowania. Przy używaniu tylko jednego napięcia sieciowego jest to rozwiązanie gorsze od wspomnianych układów dyskretnych. Wyższa jest cena elementów a sprawność odrobinę gorsza !         

 Fizyka zjawiska Second Breakdown znana jest dobrze od 1966 roku ale producenci tranzystorów mocy już wcześniej podawali na wykresie obszar pracy bezpiecznej jak krzywe ciągle. Często ten obszar był maleńki ! Później obszar statyczny i dynamiczny SOA definiowano na wykresie odcinkami. Do pewnego napięcia Uce w tranzystorze mocy można wydzielać pełną moc. Im to napięcie jest większe tym lepiej. Napięcie to wynosi od 7 do 100  V !  Koncerny japońskie wyprodukowały tranzystory dużej mocy do wzmacniaczy akustycznych Top Hi-Fi o wysokiej częstotliwości granicznej Ft, liniowe i o bardzo szerokim obszarze SOA z tym napięciem 50-100 V. Faktycznie jest to często wiele małych monolitycznych tranzystorków połączonych równolegle na chipie czasem nawet z wyrównawczymi rezystorkami emiterowymi.
Wobec wprost nieprawdopodobnych parametrów japońskiego sprzętu Audio konkurencja jest bezsilna.
Japonia jest nastawiona na eksport sprzętu elektronicznego a nie elementów elektronicznych dla konkurencji.  Pamięci DRAM oraz IC do mikrokomputerów są wyjątkiem.

 Na bardzo złożonych płytach drukowanych są różne pozornie „zbędne” złocone pola kontaktowe a nawet nieużywane, tanie „zbędne” złącza. One służą do uruchomienia systemu na „Test Bed” !
Koncerny Japonii opanowały produkcje standardowego odbiornika TVC (do 500 miniaturowych elementów) na jednej dużej płycie drukowanej ! Sekwencja ożywienia rozpoczyna się od bezpiecznego uruchomienia sieciowego zasilacza impulsowego SMPS i układu odchylania poziomego czyli bloków mocy !
Po nastrojeniu indukcyjności 7x7  demodulatora IF wizji odbiornik TVC ma zdolność samodiagnozowania się ! Obrazem i dźwiękiem prezentuje swoje wady. Po (samo) nastrojeniu go do odbioru sygnałów jego zdolność samodiagnozy mocno rośnie. W przypadku odbiorników z syntezą PLL dane o kanale odbieranego startowego sygnału testowego mogą być wpisane do pamięci nieulotnej przed jej zmontowaniem na PCB.
Pracując w organizacyjnym systemie sprzeżenia zwrotnego rdzeń indukcyjności demodulatora IF ma być wstępnie ustawiony tak aby >97% odbiorników zaczęło w ogóle odbierać sygnał testowy !
   
Patent 161 Szerokozakresowy SMPS z kontrolerem TDA4600 i innymi.
Zachodnioniemiecki koncern Siemens (naśladowczo inne firmy) produkuje kontroler TDA4600 (4601) sterujący tranzystor bipolarny HV. Konwerter pracuje w Critical Current Mode zwany też pseudo rezonansowym. Jedna z aplikacji to szerokozakresowy zasilacz 90-270 Vac do odbiornika TVC lub innych urządzeń. Zatem może on być zasilany- sprzedawany  ( wielostandardowy ) na całym świecie.
Kontroler TDA4600 steruje klucz - tranzystor bipolarny HV w SMPS Flyback.
Konwerter Flyback ma najmniejsze ze wszystkich relatywne koszty szerokozaresowości co nie oznacza że koszty te są małe. Osobno, znacznie większa i droższa musi być pojemność kondensatora prostownika sieciowego.
SMPS z TDA4600 ma zalety i wady. Jedną z potencjalnych zalet jest szerokozakresowość. 

W SMPS do sieci 220 Vac po podaniu zasilającego napięcia sieciowego prądem z rezystora 10 K-3W (w szereg z diodą 1N4006)  ładuje się kondensator 100 uF zasilający IC. Gdyby rezystor (o circa 3 razy większej wartości ) podawał prad z Vb to straty mocy w nim byłyby około 1.45 raza większe.  Gdy napięcie osiągnie wartość 12V kontroler aktywuje się. Do tego momentu kontroler pobiera rosnący z napięciem prad do 3 mA choć w lepszym rozwiązaniu kontrolera prąd ten powinien być znikomy. Zatem TDA4600 jest tu niedopracowany. Kontroler pracuje do spadku napiecia zasilania około 7.5V. Po podjęciu pracy napięcie na ładowanych kondensatorach prostowników wyjściowych SMPS rosnie stopniowo i zanim energia zacznie płynąć do kondensatora 100 uF przez diodę jego prostownika to ładunek w kondensatorze musi być wystarczający do poprawnej pracy. Im większa jest pojemność kondensatora tym dłuzej trwa faza jego ładowania ale pewniejszy jest Start. Konieczny jest więc kompromis. Przy napięciu sieciowym 220 Vac straty mocy w rezystorze 10 K-3W wynoszą 2.2 W czyli są spore.
Dla szerokozakresowego SMPS zasilanego napieciem 80-270 Vac rezystor startowy wynosi tu tylko 2 K ( Siemens daje 2.7 K i wartość musi być optymalna - odpowiednia dla PTC ) + szeregowe początkowe 500 Ohm PTC dla zapewnienia startu z niskiem napięciem sieciowym. Ponieważ straty mocy w tym rezystorze przy wysokich napięciach zasilania byłyby bardzo duże w szereg z nim dano nagrzewajacy się pozystor PTC (na tle masowych elementów RC jest dość drogi ) dzięki czemu układ pobiera niewiele mocy. Ale czas stygnięcia PTC jest spory. Gdy po zbyt krótkiej przerwie włączymy urządzenie zasilacz nie startuje a co gorsza PTC osiąga pełną wysoką temperaturę. Nabywca zgłosi usterkę urządzenia do naprawy. Waga tej wady rośnie z niską jakością sieci energetycznej i przerwami w zasilaniu.
Drugi pokazany układ startowy, Looss Les Start-Up Pump, jest nonsensowny. Wartość rezystora 200 K w szereg z kondensatorem 470 nF jest błędem pisarskim i winno być 200 Ohm. Prąd jednocześnie ładujący kondensator 100 uF ładuje też w układzie podwajacza napięcia kondensator prostownika sieciowego co może się zakończyć wybuchem kondensatora i uszkodzeniem tranzystora – klucza HV przy starcie.   

W SMPS o mocy wyjściowej 100 W kontroler TDA4600 pobiera prad 150 mA. Przy napieciu zasilania 10 V w IC traci się około 85% dostarczonej mocy a przy wyższych napieciach udział procentowy jest jeszcze większy. Z tego względu blaszkę obudowy IC należy przykręcić do radiatora. Układ może być zasilany napieciem do 18 V ale z reguły jest zasilany napięciem 10 V aby zachowac rozsądną temperaturę i trwałość układu. Ponieważ napięcie pracy ma być mniejsze od napięcia startu to nie można użyć  po prostu stabilizatora napięcia z tranzystorem HV  i diodą Zenera 13V.
 W innowacyjnym układzie prąd z rezystora rozruchowego 2.7K  płynie do kondensatora przez tani „wysokonapięciowy” HV krajowy tranzystor BF459 przeznaczony do sterowania katod RGB kineskopu. Baza tranzystora jest wysterowana poprzez rezystor zasilany z tego samego miejsca co rezystor mocy. Gdy IC podejmuje prace na pinie 1 pojawia się napięcie referencyjne. Jest ono podane do obwodu RC (220 Ohm+ 100 uF ) dla realizacji delikatnego startu. „Opóźnione” napięcie z tego kondensatora dzielnikiem (znaczne wartości rezystorów nie mają żadnego wpływu na pracę układu ) podano na bazę tranzystora Q (grupy B lub C), który  załączy się z opóznieniem i zablokuje tranzystor HV. Przy zastosowaniu jako Q tranzystorka Mosfet zbędny może być dzielnik rezystorowy ! Mozliwe są też inne rozwiązania ale  Zastosowana aranżacja układu pozwala zastosować absolutnie najtańsze i zarazem miniaturowe elementy zajmujące na PCB mało miejsca. BF459 wytrzymuje sieciowe napięcie zasilania 260 Vac ale lepszy w tym zastosowaniu jest tranzystor BF479 o napięciu Uceo/Ucbo 350/400 V a  w dodatku w małej obudowie TO92. Masowych tranzystorów takich jak BF479 różnych producentów jest cała masa, zwłaszcza typów japońskich.
Oczywiście dla bezpieczeństwa może być dalej użyty pozystor ale jest on nagrzewany bardzo krótko i w dodatku już po krótkiej chwili odłączony stygnie choć się zaledwie odrobine podgrzał bo „BF459” odciął prąd. Mimo prób nie udaje się uzyskać zablokowania Startu zasilacza przez gorący PTC.
Alternatywnie można użyć rezystora mocy 10 W (lub 3 x 3 W, nie jest drogi ale zajmuje miejsce na PCB ) godząc się na straty mocy po uszkodzeniu tranzystora „BF459” lub zastosować rozłączający się rezystor lub rezystor Flame Proof będący de facto jednocześnie bezpiecznikiem ale w tym wypadku konieczna jest naprawa.  Samo wysokie napięcie Uce tranzystora jest dość słabym czynnikiem akceleracji starzenia i zawodności. A tranzystor obciążony jest tylko przez moment w momencie przygotowania i startu SMPS.
Pin 5 układu TDA4600 może służyć do blokady pracy kontrolera przy zbyt niskim napięciu na prostowniku sieciowym. Chodzi o unikniecie efektów akustycznych od transformatora przy wyłączaniu napięcia sieciowego. Należy w tym celu podać dzielnikiem napięcie z kondensatora prostownika. Jednak zwykle podane jest na pin 5 rezystorem 100 K napięcie zasilania IC i funkcja blokady jest niewykorzystana. Zatem Pin ten mógłby sterować tranzystor „BF459”.        

 Sprawność SMPS z TDA4600 o mocy 100 W pracującego z pełną mocą dochodzi do 89% i maleje przy mniejszym obciążeniu. Jałowy pobór mocy wynosi 6-12 W. Pobór ten zalezy od napięcia zasilającego IC i jest to kolejny powód aby było ono racjonalnie niskie. Aby mocno zmniejszyć jałowy pobór mocy trzeba zmodyfiować algorytm pracy kontrolera czyli potrzebny jest nowy kontroler.  
Gdy zasilacz jest przez rok załączony do sieci to 2.2 W tracone w rezystorze mocy daje 19.27 KWh zużytej energi. Ilość energi zużywanej w 10 letnim okresie życia jest duża !
     
Patent 162. Bezpieczne uruchomienie SMPS
 Zasilające napięcie sieciowe do pojemnościowego prostownika SMPS podane jest zawsze przez bezpiecznik zwłoczny tolerujący duży impuls prądu ładującego kondensator elektrolityczny. Faktycznie bezpiecznik ten zapobiega tylko powstaniu pożaru.
Ponieważ tylko z tym bezpiecznikiem przebicie klucza mocy SMPS Flyback powoduje nawet uszkodzenie transformatora ferrytowego i innych elementów to często  od strony Vb+ przed transformatorem umieszczony jest szybki bezpiecznik topikowy 5x20 mm (rurka ceramiczna bezpiecznika  wypełniona piaskiem) ograniczający prąd zwarcia. Po rozłączeniu zwarcia przez ten bezpiecznik szybki, wejściowy zwłoczny bezpiecznik topikowy jest sprawny !
    
 Samooscylujące SMPS ( trochę błędna nazwa Blocking Generator) nie są szerokozakresowe i wymagają znacznego napięcia do startu i uruchomienia.  
Zamiast szybkiego bezpiecznika 5x20  (lub podstawka jumpera)  jest wetknięty ( mechanicznie jest pusty bezpiecznik 5x20 lub przerobiony jumper ) prosty układ elektronicznego „bezpiecznika” z tranzystorem Mosfet IRF740. Gdy w pracującym SMPS zewrzemy B z C tranzystora – klucza to nic mu się nie stanie bowiem momentalnie zadziała ten E-Fuse.
Wydaje się że na 96% potrzeb jest to rozwiązanie pewne w działaniu. Gdy spodziewamy się złej jakości elementów na przykład w snubberze i clampie  bardziej wyrafinowany E-Fuse strzeże SOA klucza SMPS.
Wszelkie scenariusze bezpiecznych działań oparte są o przeszłe zdarzenia.
Gdy zdarza się przykładowo że uruchamiany zasilacz ma uszkodzoną stabilizacje napięcia i chce dać zabójcze napięcie wyjściowe to tyrystorowy Crowbar przyłączony równolegle do DVM do celu ustawiania potencjometrem najważniejszego napięcia wyjściowego, zwiera wyjście i aktywuje E-Fuse.
 
Patent 163. Bezpieczne uruchomienie Inwertera serwodrive
Temat jest trudny i bardzo szeroki. Dlatego skupiono uwagę na szkicu istoty sprawy. Proces może być przeprowadzony na wiele bezpiecznych sposobów. W kolejnych etapach testu – uruchamiania gdy pewność że obiekt testu jest sprawny wzrasta potencjalnie destrukcyjna energia dysponowana przez klucze.
Elektronika sterująca Invertera może mieć zasilacz transformatorowy 50 Hz co jest rozwiązaniem przestarzałym. W tym przypadku musi być po uruchomieniu zasilacza zasilany z sieci.
Gdy elektronikę sterująca ( w tym drivery kluczy ) zasila SMPS możliwe są dwa rozwiązania:
A.Do normalnej pracy SMPS potrzebuje blisko pełnego napięcia. Po uruchomieniu SMPS musi istnieć możliwość podania mu pełnego napięcia zasilania gdy mostek inwertera uruchamiany jest przy małym (30V) napięciu zasilania
B. Do normalnej pracy SMPS invertera zadowala się niskim napięciem 30V. Aby pracował z małym napięciem Jumperami zmieniana jest jego konfiguracja a m.in. do klucza przyłączany jest odczep transformatora. Klucz musi być mocno przewymiarowany co jest bardzo poważną wadą.   

 Proces zaczyna się od bezpiecznego uruchomieniu samego SMPS co opisano osobno. Zasilacz elektroniki ( a w tym driverów kluczy mocy) ma normalnie dostarczać wszystkie napięcia zasilania.
Przykładowe Uruchomienie i ich infrastruktura:
-Podane są do wejścia inwertera mocy logiczne sygnały sterujące o częstotliwości 4 KHz ( lub inna  normalna częstotliwość modulacji PWM ) trójfazowo przesunięte w fazie  bez modulacji PWM. Inwerter zasilony jest wtedy zasilaczem krzyżowym ( Lepiej Foldback. Kilka nastaw prądu przełączanych jest sygnałami binarnymi lub ma interface do mikrokomputera ) ustawionym na 30V/ 20-100 mA. Inwerter pracuje a wyjście zasilacza ładujące kondensator elektrolityczny prostownika ma we właściwym czasie osiągnąć pełną wartość. Na wyjściach invertera ma być  symetryczne  ( bez żadnej składowej DC w stosunku do 1 /2 Vb ) prostokątne napięcie  które jest prosto monitorowane. Przy pełnym napięciu 30V pobór prądu jest (zależnie od ewentualnie użytych Snuberów dV/dt )  charakterystyczny z dokładnością 10%. Gdy etap testu nie został zaliczony jest on przerwany.
W kolejnym etapie zasilacz przestawiany jest na ustawiony „średni” prąd a przekaźnik dołącza do wyjścia inwertera  trójfazowy dławik o sporej dobroci. Prostokątne napięcia wyjściowe „4 KHz” muszą być dalej obecne. Przy prądzie maksymalnym dla kluczy straty powstają głównie w przewodzących kluczach i stąd wymaganie na „wysoką” dobroć dławika. Pobór prądu zasilania jest  charakterystyczny z dokładnością lepszą od 5%. Nawet gdy jeden klucz jest wadliwy zasilacz zmniejszy napięcie czyli zasygnalizuje błąd. Szanse na uszkodzenia klucza/y są znikome.        
Gdy etapy zostały zaliczone to odłączone jest zewnętrzne sterowanie 4 KHz invertera i będzie on pracował jako serwo napęd. Następnie przekaźnik załącza do wyjścia Invertera serwosilnik ( z sensorem prędkości i/lub położenia ) takiego rodzaju jaki jest normalnie użyty z pełnym napięciem ale na małe napięcie i 5-10% mocy nominalnej.  Dynamika regulatorów prądów faz i regulatora PI szybkościowego musi być odpowiednio ustalona. Zasilacz (ze zdolnością absorpcji energii hamowania) przestawiony jest na duży prąd. Po podaniu na wejście prędkościowe napięcia prostokątnego 1-2 Hz czyli rozkazu, skoki prędkości silnika mają dać właściwą odpowiedź. Stwierdzenie że odpowiedź jest właściwa wykonuje prosty układ.  Skoki mają być tak intensywne aby Prądy faz invertera osiągały wartości do 110% nominalnych.
Po dołączeniu przekaźnikiem normalnego dedykowanego silnika i podaniu przekaźnikiem zasilającego Napięcia nominalnego amplitudy skoków prędkości są początkowo mniejsze a po chwili pełne. Prądy mają sięgać 110 % nominalnych. Mocą hamowania gospodaruje już normalnie testowany układ.
W razie stwierdzenia problemów momentalnie zdjęte jest napięcie zasilania a nawet napięcie stałe mocy Vb zwarte przez wyzwalany silny tyrystor CrowBar lub Spark Gap. Ponieważ prąd zwarcia  kondensatora elektrolitycznego zasilacza invertera jest duży to przyłączenie musi być odpowienio solidne.
 Cała sekwencja testowa ma być zautomatyzowana.
Zasilacze z interface komputerowym są jeszcze rzadkością ale wykonanie dedykowanego krzyżowego zasilacza „30V” jest proste. Można skorzystać z gotowego zasilacza i go rozbudować tak aby akceptował ustawiające ( potencjometry ) prąd  sygnały binarne i dawał zwrotny sygnał pracy z ograniczonym prądem czyli zmniejszonym napięciem. Energie z hamowania winien absorbować rezystor mocy sterowany kluczem PWM.
Sygnały prostokątne z wyjść invertera podano do komparatorów z bardzo dużą histerezą. Bramki Exor porównują wyjścia komparatorów z sygnałami sterującymi, które ewentualnie mogą być dla bramek EXOR opóźnione obwodami RC dla lepszej zgodności sygnałów w czasie. Jest też inne prostsze rozwiązanie.
Sygnał prędkościowy z sensora prędkości jest odjęty od filtrowanego dolnoprzepustowo (podobna dynamika filtru  jak serwonapędu ) rozkazu skoku i wyprostowane. Niedopuszczalne przekroczenie różnicy sygnalizuje komparator.      
Sterowanie może wykonać State Machine ( wykorzystująca m.in. licznik ) z informacyjnymi LED-ami lub bardziej nowocześnie i widowiskowo prosty mikrokomputer z odpowiednim analogowym i binarnym I/O.    

Patent 164. Bezpieczne uruchomienie liniowego wzmacniacza mocy
Szybkie uszkodzenie tranzystora mocy (także układu scalonego mocy ) przy „małym” napięciu Uce jest trudne lub wręcz niewykonalne dlatego że można w nim wydzielić pełną moc a dodatkowo jego wzmocnienie prądowe przy dużych prądach kolektora jest małe i spada (!) ze wzrostem temperatury. Przy niewielkich Uce przy prądzie kolektora 200 % prądu nominalnego spore wzmocnienie prądowe tranzystora niskonapięciowego (!) może spaść do 2-3 razy !
Odpowiednio zaprojektowany ( tak jak scalony OPA ) liniowy dyskretny Wzmacniacz mocy ( na przykład Audio ) może rozpocząć poprawną pracę już przy małym i całkowicie bezpiecznym w razie poważnych wad, napięciu zasilania. Po ustawieniu niskiego prądu spoczynkowego ( potencjometr w skrajne położenie ) bez obciążenia podajemy poprzez żarówkę obniżone sieciowe  napięcie zasilania. Tylko przy prawidłowej sygnaturze prądu sieciowego zasilanie jest kontynuowane a sygnał wyjściowy DC  i AC mają być zerowe. Podajemy sinusoidalny sygnał wejściowy 1-10 KHz. Prosty filtr górnoprzepustowy LC informuje o braku na wyjściu wzbudzeń w zakresie radiowym. Wyprostowany wyjściowy sygnał AC ma mieć odpowiednią wartość. Filtr środkowozaporowy informuje o braku zniekształceń.  Gdy zwykłe odłączenie zasilania przekaźnikiem nie jest wystarczające, zasilanie DC może przy obecności wzbudzenia RF lub innego niebezpieczeństwa zewrzeć „Crowbar” z wykonawczym tyrystorem. Po zwarciu żarówki  dołączamy z sygnałem obciążenie. Podnosimy do normalnej wartości sieciowe napięcie zasilania ustalając prąd spoczynkowy. Regulacje prądów spoczynkowych może wykonać operator lub serwomechanizm.  
 Cała sekwencja jest zautomatyzowana. Może ją wykonać nieskomplikowana State Machine lub bardziej nowocześnie i widowiskowo prosty mikrokomputer ze zmienianymi obrazkami procesu na ekranie  Jak tylko coś nie jest normalne,  uruchamianie jest przerwane i z linii produkcyjnej nowe, niesprawne  urządzenie wraz z informacją wędruje to zatoki techników – naprawiaczy.