Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 141

 Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 141
Archiwum EnergoPatent.
Optymalność klucza
 USA i Japonia mają w świecie najwyższy procentowy udział urządzeń elektronicznych w całkowitym zużyciu Energii Elektrycznej. Udział ten dalej rośnie. Staje się także wysoki w innych bogatych państwach i też szybko rośnie.
W USA udział nieliniowych ( głównie elektronicznych ) odbiorników w drapaczach chmur (biura firm) stał się tak duży że powstały problemy z przeciążanymi harmonicznymi transformatorami energetycznymi.
W każdym domowym i profesjonalnym urządzeniu elektronicznym jest zasilacz. Coraz częściej są to zasilacze impulsowe SMPS mające wiele zalet. Rolę maszyn sterowanych komputerowo CNC doceniono ( szkoda że tak późno ) także w ZSRR gdzie ich produkcja gwałtownie rośnie ale nie są one towarem eksportownym podobnie jak ich elektronika.
 Nowoczesna elektronika jest dla krajów RWPG objęta embargiem.   

 Od 1982 roku gdy pokazano odbiornik telewizyjny z cyfrowym przetwarzeniem sygnałów Video (DSP) firmy ITT stało się jasne że sygnały będą docelowo przetwarzane tylko cyfrowo. Analogowy pozostanie Front-end,  wejście i wyjście radiokomunikacji oraz komunikacji światłowodowej i Energoelektronika.

 Przez długi okres powojenny rosła (ale nie monotonicznie, kryzys energetyczny.. ) siła nabywcza wynagrodzenia pracowników Europy Zachodniej mierzona w kilowatogodzinach nabywanej energii elektrycznej. Prawdopodobnie trend ten już się powoli kończy. Europa Zachodnia jest uboga w surowce energetyczne i mocno stawia na technologie energooszczędne i racjonale zużycie energii aby nie być w przyszłości podatnym na kolejny „kryzys energetyczny” Spalanie węgla emituje do atmosfety poł tablicy Mendelejewa powodując potężne szkody środowiskowe i zdrowotne. Wydobycie węgla przez Europę Zachodnią spada i jest zakańczane w jej krajach.
Średnie wynagrodzenie w RFN dochodzi do 1500 marek a najtańszy plastikowy masowy tranzystor BC w ilości przemysłowej kosztuje 0.1 DM. Zatem niedługo siła nabywcza dojdzie do 20 tysięcy tranzystorów BC miesięcznie. Power Mosfet w obudowie TO220 do sieciowego SMPS mocy 100W kosztuje ponad 5 DM.
Mimo inflacji, nominalnie tanieje też subtelna mikroelektronika. Zatem energoelektroniczne przetwarzanie energii elektrycznej staje się relatywnie do ceny energii coraz tańsze.
Energia elektryczna jest najszlachetniejszą formą energii.
W lodówce jest pompa ciepła. W Szwajcarii mającej dużą generacje hydroelektryczną pierwsze pompy ciepła do ogrzewania pomieszczeń działają od lat dwudziestych ! Przy średniej jesienno - zimowej pogodzie z Joula energii elektrycznej pompy ciepła wytwarzają tam 3-4 Joule niskotemperaturowego (!) ciepła. Zatem używanie grzejników oporowych jest tam barbarzyństwem.
 
 W przedwojennym okresie stalinowskiej industrializacji Związek Radziecki kupował w USA nowoczesne kompletne zakłady przemysłowe i całkiem nowoczesne technologie. W czasie potężnego wojennego programu Lend Lease, USA nie odmawiały sojuszniczemu ZSRR, który znalazł się w bardzo trudnej sytuacji, niczego.
Trwająca od 1946 roku Zimna Wojna przechodziła różne fazy i etapy. Obecnie trwa faza
 blokady informacji i przepływu technologii połączona z zakazami zakupów czyli embargiem.
Używany w tym kontekście termin towar / technologia „podwójnego zastosowania” może dotyczyć w gruncie rzeczy wszystkiego.
Jak dotychczas wszystkie wojny kiedyś się kończyły choć niektóre były bardzo długie ale Zimna Wojna jest już długa choć bywały wojny dłuższe.
Kto wypada z wyścigu cywilizacyjnego temu będzie bardzo trudno do niego dołączyć.

 W praktyce inżynierskiej stosuje się współczynniki bezpieczeństwa. I tak lina w windzie osobowej lub dźwigu ma wytrzymywać m razy większe statyczne obciążenie niż maksymalne występujące w urządzeniu.
Uważa się że dla trwałości i bezpieczeństwa napięcie  Uce tranzystora bipolarnego nie powinno przekraczać 70% Uceo.

 Projektowanie inżynierskie bazuje na uproszczeniach a realny świat jest bardzo złożony. Czasem uproszczenia prowadzą do nonsensów.
Pełne Data Sheet dla kluczy półprzewodnikowych mocy mają 4-15 stron.
Przykładowo czas wyłączania tyrystora Tq zależy mocno i średnio od 6 parametrów. Podany w katalogu dotyczy  nominalnych dla niego warunkach testowych. Zatem parametr Tq jest najczęściej bliski hasłu !

Z racji wielości czynników trudnych do oszacowania trudno jest nawet sformułować funkcje celu do optymalizacji.

 Najczęściej temperatura  transformatora nie powinna przekraczać pewnej maksymalnej wartości. Ale sprawa jest skomplikowana.  Standardowe wielkosci rdzeni są skwantowane. Im mniejszy jest w SMPS transformator ( ten sam materiał rdzenia, drut i F pracy) tym:
-Niższa jest sprawność SMPS co przełoży się na koszt zużytej w ciągu circa 10 lat eksploatacji u nabywcy EE. Ale nabywca w momencie kupna nie bierze tego czynnika pod uwagę. Rząd mógłby normą określić maksymalny pobór mocy / energii dla standardowego urządzenia lub wprowadzić przymusowe oznaczenie energożerności urządzeń
-Wyższa jest temperatura pracy transformatora i mniejsza jego niezawodność. Wyższe będą koszty serwisu gwarancyjnego
-Transformator i urządzenie z nim są mniejsze, lżejsze i tańsze. Mniejsze są pochodne koszty jak transportu.
Zatem do optymalizacji potrzeba mnóstwa informacji jak koszt kapitału (kredyt), koszt energii, surowców, pracy ... a są to dodatkowo rzeczy zmienne. Potrzebny jest histogram przeciętnego używania urządzenia.
Do pewnej rosnącej częstotliwości pracy straty w rdzeniu spadają ale rosną straty dynamiczne w kluczu. Wybór częstotliwości pracy też jest ważny.

 W elektronice ogromną wagę ma szybkość rozwoju technologii. W latach 1969-1971 mikroprocesorem nazywano procesor zbudowany z układów MSI i LSI na jednej dużej płycie drukowanej. Jego mikroprogram był już w pamięci ROM LSI.  Ale już w 1971 roku rozwijana technologia monolityczna umożliwiła Intelowi wyprodukowanie prymitywnego monolitycznego procesora 4 bitowego !
W półprzewodnikowych kluczach mocy postęp jest mniejszy niż w procesorach i pamięciach ale trwa. Nowe klucze są mocniejsze i korzystnie wymagają słabszej akcji snubberów dV/dt i di/dt.
 
 Rozwój nauki i technologi przebiega według „krzywej uczenia”. W danym momencie są dostępne takie a nie inne elementy elektroniczne i trzeba ich użyć w konstrukcji bez czekania na lepsze dlatego że konkurencja nie spi gromadząc wiedzę, umiejętności i doświadczenie a można łatwo wypaść z wyścigu.   

 W starszych diodach prostowniczych przy za dużym napięciu wstecznym występują na chipie zjawiska powierzchniowe i nie mogą one absorbować znacznej mocy i energii. Ale coraz więcej diod jest rodzaju „Avalanche” i zachowują się one jak diody Zenera i tolerują duże impulsy mocy wstecznej. Zatem współczynnik bezpieczeństwa dla nich może być znacznie mniejszy niż dla diod nie Avalanche. Nie potrzebują też środków wyrównujących napięcia wsteczne przy połączeniu szeregowym.
Część tyrystorów przy zbyt dużym napięciu blokowania załączy się  i samo – ochroni. Jednak z reguły dopuszczalna szybkość narastania prądu di/dt jest wtedy wielokrotnie mniejsza niż normalna.  
W nowocześniejszych technologiach wystarczy zachować staranność i diody są Avalanche ale starsza technologia wymaga dodaniu procesu w produkcji co skutkuje wzrostem kosztów.
Na wykresie SOA dawniej w ogóle nie pokazano pracy tranzystora przy napięciu większym od Uceo. Obecnie pokazana jest obszar w jakim ma się zmieścić trajektoria  przy bardzo szybkim wyłączaniu tranzystora z ujemną polaryzacją B-E i trajektoria przy włączeniu dość dużym pradem bazy.  
W układach odchylania poziomego tranzystor bipolarny pracuje z napięciem większym od Uceo co jest sytuacją wyjątkową. W układzie tym równolegle do C-E jest dany kondensator „powrotu”. Jeśli awaryjnie napięcie na wyłączonym tranzystorze  przekroczy Ucbo to tranzystor wchodzi w obszar powielania lawinowego a prąd kolektora momentalnie narasta do ogromnej wartości wielokrotnie przekraczając nominalny prąd kolektora.  Przy napięciu większym od Uceo nawet niewielka energia z kondensatora po wielu incydentach niszczy w tym modzie lawinowym tranzystor !
Tranzystor power Mosfet ma bardzo szeroki obszar SOA i dodatkowo absorbuje dużą energie impulsu UIS ! Tranzystor bipolarny i Mosfet to kompletnie różne klucze !
Zatem sprawa niezawodności dla prostej diody i diody Avalanche jest zupełnie inna. Zupełnie inaczej mają się sprawy dla tranzystora bipolarnego i jeszcze inaczej dla tranzystora Mosfet. Po prostu stoi za tym fizyka konkretnych półprzewodników !  

 Układ energoelektroniczny można zgrubnie symulować z „dużym” krokiem czasowym odpowiednim do czasu narastania prądów w roboczych  indukcyjnościach i zmian napięć na kondensatorach. Symulacja objaśnia idee transferu mocy przez klucze oraz magazynowania jej i oddawania w elementach L i C. Jest ona szybka i można ją na potrzeby procesu optymalizacji z różnymi parametrami przeprowadzić setki a nawet tysiące razy. Zademonstrowanie prostym programem działania systemu energoelektronicznego jest proste.
Symulacja  z drobnym krokiem adekwatnym do procesów przełączania kluczy oraz indukcyjności i pojemności rozproszenia pokazuje działanie kluczy. Jest czasem użyteczna w optymalizacji driverów sterujących klucze i snubberów o ile stworzymy dobre modele samych kluczy co nie jest proste.
Układy z kluczami są „sztywne” i faktycznie krok całkowania jest zmienny.
„Z pustego i Salomon nie naleje” – Najważniejsze jest opracowanie lepszych kluczy w lepszej technologi mikroelektronicznej.
 
 Popularność zyskuje termin „Sztuczna Inteligencja” (Artificial Inteligence). Na pograniczu AI jest właśnie optymalizacja. Praca naukowców i inżynierów nad nowym złożonym projektem jest bardzo skomplikowana a same zespoły pracowników mogą być duże. Efektem dobrej pracy jest konkurencyjny produkt sprzedający się z dobrą marzą.
Zwraca uwagę ogrom informacji jaki przetwarzają naukowcy i inżynierowie  i komplikacja procesów myślowych nawet gdy stosują schematy myślowe i niedopuszczalne uproszczenia. Ponieważ szybko rośnie wydajność komputerów okazuje się że poprawne sformułowanie zadania optymalizacji jest bardzo trudne ale tam gdzie przeprowadzono optymalizacje dobry wynik potrafi sporo odbiegać od wyobrażeń inżynierów.

 W systemie rynkowym ważną czynnością są inwestycje. O tym czy warto w danym miejscu „wybudować” piekarnie – cukiernie  rzemieślniczą ze sklepem decyduje obecna realizacja potrzeb mieszkańców  okolicy. Zaopatrują się oni obecnie w konkurencyjnych piekarniach rzemieślniczych, w sklepach spożywczych i marketach w pieczywo „przemysłowe”. Na Zachodzie spada spożycie pieczywa na rzecz droższych pokarmów. Podobnie jak z piekarnią - cukiernią  jest z małym sklepem mięsnym, sklepem spożywczym i restauracją. Mając odpowiednie dane dość łatwo jest podjąć racjonalną decyzje. Znając dochody mieszkańców (są czasem jeszcze turyści) można ocenić jakiej klasy restauracja będzie najbardziej rentowna. Budowanie luksusowej restauracji w biednej dzielnicy jest nonsensem.
Niemieckie czasopismo Funk Technik zawierało zestawienia cen wszelkich TVC, radioodbiorników, radiomagnetofonów, elementów i całych wież Audio, magnetofonów, magnetowidów itd. Przykładowo od razu widać związek ceny TVC z wielkością ekranu, ceny wzmacniacza czy amplitunera od mocy wyjściowej ale też i jakości. ITD.
W systemie rynkowym macierz cen na rynku jest podstawową informacją dla przedsiębiorcy.
Musi on kupić na rynku zaopatrzenie i zapłacić pracownikom za prace (praca to też towar !) oraz sprzedać swoją produkcje. Algorytm działania takiego przedsiębiorcy nie wygląda na skomplikowany. Realnie z dostępem  do informacji rynkowej nie jest jednak kolorowo co sprawę bardzo komplikuje a zastępowanie pewnej informacji estymatą lub domysłem wprowadza niepewność czyli ryzyko !  

 Każdy człowiek podejmuje wiele decyzji o różnym ciężarze gatunkowym. Wybór kierunku studiów ma wpływ na całe dalsze życie osoby.
O ile w omawianych prostych przedsięwzięciach gospodarczych – Bussines as Usual – decyzja nie jest trudna to w przypadku innowacyjnego koncernu decyzje są bardzo trudne bo na nowy wyrób jeszcze nie ma rynku i trzeba go dopiero stworzyć.
Intel i Motorola wprowadzając na rynek swoje pionierskie mikroprocesory od razu oferowali narzędzia do nich wiedząc że bez nich mało kto ich użyje w nowych projektach.
Duże koncerny elektroniczne jak Philips oprócz mikroelektroniki produkują też elementy bierne ( bardzo trudny jest zintegrowany transformator FBT ) czy kineskopy. Zespół odchylający DY kineskopu musi być odpowiedni do użytego klucza mocy w układzie odchylanie poziomego H-Out. Różne są indukcyjności DY do lampowego, tyrystorowego i tranzystorowego systemu H-Out ! W przypadku dużego koncernu zmiana technologiczna może być skoordynowana !
Philips - Mullard opracowali Teletext (wcześniejsza nazwa to Ceefax) i od razu luksusowe i drogie  odbiorniki TVC są w niego wyposażone. Jest to system łączności komputerowej ! Ale stacja nadawcza też musi być odpowiednia a zespół redakcyjny musi przygotowywać treść do teletekstu.  
Przed podjęciem produkcji mikroelektronicznej koncerny dostarczają współpracującym firmom próbki i zawierają z odbiorcami kontrakty na ilości przemysłowe. Później drobniejsi odbiorcy kupują towar z z półki magazynu – z reguły znacznie drożej. Na przykład podjęcie masowej produkcji wysokonapięciowych tranzystorów Darlingtona do samochodowego zapłonu bez produkcji opracowanego systemu zapłonu byłoby nonsensem.
Koncerny sprzedają też mikrokontrolery dedykowane hardwarem do zastosowania od razu z programem w pamięci ROM. Włożenie sporych pieniędzy w projekt bez zawarcia umowy z producentem sprżetu RTV – AGD byłoby nonsensem. Znów zintegrowane japońskie giganty mają atuty. Zresztą przy ogromnej produkcji gotowej elektroniki mikroelektroniczny eksport Japonii (poza DRAM i układami do mikrokomputerów ) jest relatywnie niewielki bo po co wspierać konkurencje !
Producenci często w Data Sheet podają do czego dany element może być stosowany.
Kraje zapóźnione cywilizacyjnie często chcą podążać dawną ścieżką Zachodu. Stosowanie naśladownictwa czyli imitacji ułatwia podejmowanie decyzji i często jest wskazane. Z drugiej strony kraj zapóźniony cywilizacyjnie  rozwijający się dynamicznie może pomijać etapy rozwoju technologi. Korea Południowa od razu rozpoczęła produkcje odbiorników TVC z tranzystorowym stopniem H-Out pomijając lampy i tyrystory. Od razu rozpoczęła produkcje pamięci o dużej pojemności.
      
 Współcześnie masowo stosowane są tylko półprzewodnikowe klucze mocy. Żywot urządzeń z ignitronami i prostownikami rtęciowymi już się zakończył lub się kończy.
Każdy towar ma określony iloraz funkcjonalności do ceny i na rynku światowym poszukiwane są nowoczesne towary o dobrym ilorazie.
Klucze „mocy” są tylko elementem składowym urządzeń „rynkowych”. Zatem powinny być jak najbardziej funkcjonalne i tanie.
Powierzchnie struktur kluczy mocy są duże i stąd ich wysoka cena.
Robot przemysłowy może mieć 6 napędów i ilość elementów elektronicznych inverterów robi się bardzo duża. Bez  snubberów di/dt i dv/dt dynamiczne straty mocy w kluczach są większe i muszą one pracować z mniejszymi prądami ale w ogóle komplikacja urządzenia  jest jeszcze do opanowania.
Tranzystory-klucze  z antyrównoległymi diodami są w module połączone w półmostki. W tym przypadku możliwe jest zastosowanie snubbera di/dt + dv/dt  Undelanda.
Sześć tranzystorów-kluczy  z antyrównoległymi diodami jest w module połączonych w  trójfazowy mostek. W tym przypadku nie jest możliwe zastosowanie żadnego snubbera. Antyrównoległe diody kluczy muszą być Ultra Fast. Wykonane są jako epitaksjalno - planarne czyli dość drogie ale już możliwa jest też tańsza produkcja. O ile w mikroelektronice postęp jest ogromny to parametry dynamiczne diod mocy prawie że stoją w miejscu !
     
 Właściwe prace projektowe / konstrukcyjne poprzedza w koncernach kosztowny etap badań.
Koszt usunięcia wady na kolejnych etapach projektowania, produkcji i serwisu wzrasta na każdym etapie około 10 razy. Niezawodność produktu realnie kosztuje i ekonomiczna optymalizacja jest koniecznością.
Zatem urządzenie ma być na tyle niezawodne aby koszt serwisu był relatywnie niewielki.
 Niezawodność elementów półprzewodnikowych jest wysoka a zwykle zmiany ich parametrów w długim  pracy są niewielkie.
Maksymalna uzasadniona ekonomicznie geometryczna wielkość chipów tranzystorów mocy jest podobna jak procesorów i pamięci ale wykonywane są one znacznie starszymi, prostszymi i tańszymi technologiami. Znacznie większe i coraz większe są chipy diod i tyrystorów mocy, szczególnie wysokonapięciowych gdzie drobne wady nie są groźne.
Klucze mocy na tle nieobciążonych elektronicznych elementów małosygnałowych mają bardzo małą trwałość !
Koncerny mikroelektroniczne od lat podejmują poważne wysiłki dla zwiększenia żywotności kluczy mocy. Obudowy metalowe są drogie ale są hermetyczne i lepiej chronią chipy. Metalowe obudowy TO3 (TO66) niestety nie nadają się do automatycznego montażu i są drogie.
Diody w obudowach Sinterglass ( Spiekane Szkło, Niedrogie w masowej opatentowanej produkcji ) na prąd  do 5A mają niezawodność taką jaką dają hermetyczne obudowy metalowe czyli 5-10 razy lepszą niż obudowy plastikowe.
Układy scalone o podwyższonej niezawodności umieszczane są w znacznie droższych hermetycznych obudowach ceramicznych a nie plastikowych.
Drogie elementy Military Grade do zastosowań militarnych z reguły mają obudowy ceramiczne lub metalowe.
Wydaje się więc że producenci mikroelektroniki trochę znają drogi do polepszenia niezawodności półprzewodników a w szczególności kluczy mocy bez podnoszenia ceny.

 W różnych dziedzinach rozróżnić trzeba normalne zużycie i uszkodzenie. Między nimi często istnieje też związek.
1.Znane jest normalne eksploatacyjne zużycie powierzchni współpracujących elementów mechanicznych. Dla minimalizacji stosuje się w ich produkcji szlifowanie i niskie tolerancje wykonania a w eksploatacji wydajne smarowanie. Zużywa się tłok i cylinder silnika spalinowego. Zużywa się koło lokomotywy i wagonu oraz szyna kolejowa. Zużywają się elementy hamulców. Zużywają się w eksploatacji łopaty turbin co powoduje niewielki spadek ich sprawności.
Liczne naprężenia dynamiczne powodują rozwijanie się wad i mikropęknięć materiału. Gdy nagle uszkodzi się wał turbiny ulega ona zniszczeniu a napędzany samolot może ulec  katastrofie.
Cykle termiczne też powodują zmęczenie materiału. Obciążeniowa ( zmiana mocy bloku ) zmiana temperatury przegrzewaczy kotła energetycznego powoduje zmianę ich wymiarów i silne naprężenia co ogranicza jego żywotność i jest w rezultacie kosztowna.
Na płytach drukowanych dochodzi do mikropęknięć w ścieżkach, trudnych do znalezienia naprawiającemu !
W silniku / generatorze  elektrycznym zużywają się łożyska a w silniku komutatorowym szczotki i komutator. Gdy ulega uszkodzeniu izolacja uzwojeń dochodzi do zniszczenia maszyny.       
2.Temperatura, wilgotność i tlen powodują depolimeryzacje celulozy czyli „papieru” izolacji. Skutkiem tego spada wytrzymałość mechaniczna izolacji transformatorów. W rezultacie wieloletni, spracowany transformator przy silnym zwarciu ulega zniszczeniu ( słaba mechanicznie izolacja nie utrzymuje pozycji uzwojeń !) ale bez tego zwarcia może jeszcze wiele lat pracować. Zwarcie takie dla nowego transformatora jest bezpieczne.
Temat starzenia izolacji badany jest od początka wieku. Według obowiązującej Polskiej Normy i międzynarodowej normy IEC-345 trwałość izolacji z celulozy  spada o połowę przy wzroście temperatury najgorętszego punktu o 6 C ! Równie zabójcza dla żywotności celulozy jest woda w oleju transformatora.  
3.Trwałość mechaniczna przekaźników może przekraczać 10e8 operacji. Poważni producenci na wykresie pokazują trwałość elektryczną przekaźnika która szybo spada z rozłączaną mocą. Normy wymagają aby przy podanych maksymalnych prądach i napięciu pracy styków przekaźnika „mocy”  trwałość wynosiła najmniej 30 tysięcy rozłączeń. Tak samo jest z wyłącznikami energetycznymi czyli CB (Circuit Breaker). Przy rozłączeniu wielkich prądów zwarć ich żywot jest bardzo krótki. Zatem rozłączanie zwarć o ogromnych prądach jest bardzo kosztowne. Z jednej strony sztywne sieci energetyczne o bardzo dużych prądach zwarć czyli mocy zwarciowej są z wielu powodów korzystne ale dla CB rozłączania zwarć jest kosztowne a zużyty transformator ulega zniszczeniu przy silnym zwarciu.  
4.Materiał tlenkowy katody lampy elektronowej traci emisyjność w pracy. Lampy w wykonaniu profesjonalnym mają lepszą żywotność.
Każde zapalenie świetlówki (rozpylenie materiału katody osiadającego na ściemnianym końcach szklanej rury lampy ) zmniejsza jej czas życia o kilka godzin. Zatem winna być używana tylko tam gdzie będzie świecić ciągle. Obecnie trwałość nowych, najlepszych świetlówek w USA i Japonii przekracza 100 tysięcy godzin – bez załączeń.  
 Jeden (składany ) procent zmiany napięcia zasilania żarówki oświetleniowej zmienia jej czas świecenia o 13 % a strumień świetlny o 3.5%. Zatem istnieje optymalne ekonomicznie napięcia zasilania żarówki.      
5.Warystor tlenkowy ma ogromną zdolność absorpcji przepięcia. Dyskowy warystor do montażu na PCB o średnicy 14 mm może pracować z mocą ciągła 0.6W i ma reklamową zdolność absorpcji energii impulsu (piorunowego, typo na 275 Vac ) 90 J.  Zdolność absorpcji standardowego impulsu piorunowego 8/20 us takiego warystora na napięcie wyższe niż 385 Vac jest następująca. Ilość zdarzeń z prądem w ciągu życia :
1-4500A, 100-500A,10e4-160A, 10e6-50A, nieskończoność – 25A
Ilość zdarzeń z prądem w ciągu życia z impulsem prostokątnym o czasie 2 ms:
1-40A, 100-12A,10e4-7.5A, 10e6-4.5A, nieskończoność – 3.5A
Po wyczerpaniu zdolności absorpcji energii warystor ma coraz większy upływ i w końcu zacznie się żarzyć i spopieli się uszkadzając PCB na której jest zamontowany.
Warystor w energetyce ogranicza impuls piorunowy do bezpiecznej wartości nie powodując zwarcia jak iskrownik ! W nocy można kamerą termowizyjną stwierdzić czy warystor się nie nagrzewa po nadmiernych akcjach ochronnych. Normalnie przyrost jego temperatury ponad otoczenie powinien być mniejszy od 1C.
Podobnie wygląda trwałość ceramicznego pozystora mocy PTC. Prąd jaki można mu podać jest ograniczony i ilość impulsów w czasie życia szybko spada z rozłączanym awaryjnym prądem.
6.Stabilny, miniaturowy hermetyczny iskrownik SG ( Spark Gap ) w obudowie ceramicznej (czasem z użyciem nano ilości materiału radioaktywnego ) ma ograniczony ładunek elektryczny Q jaki w życiu może przez niego przepłynąć. Prąd impulsu może być ogromny ale energia  jaką absorbuje SG (podana w katalogu ) nie jest duża bowiem spadek napięcia na nim jest mały. SG z  dodatkową elektrodą do wyzwalania jest znakomitym elementem ochronnym. Gdy zaczyna się potencjalnie niebezpieczne wyładowanie w chronionym bardzo drogim klistronie dużej mocy wyzwolony SG zwiera zasilanie wysokiego napięcia.
7.Trwałość kondensatorów elektrolitycznych spada wykładniczo z temperaturą. Według normy przy maksymalnej temperaturze pracy wynosi zaledwie 2000 godzin !
   
Parametry dynamiczne kluczy bipolarnych pogarszają się z temperaturą pracy.
Rezystancja Rdson załączonego Mosfeta rośnie z temperaturą. Powyżej pewnego prądu drenu Rdson zaczyna dodatkowo trochę rosnąć.

Zależność trwałości tranzystora bipolarnego od Uce i T już wcześniej omawiano. Zależności te dalej zastosowano.

Obecnie bardzo popularne są impulsowe zasilacze SMPS Flyback Critical Mode czyli inaczej quasi rezonansowe. Wykonane są na elementach dyskretnych ( trochę myląca nazwa „blocking generator” ) lub ze scalonym kontrolerem TDA4600 lub podobnym.
Bardzo ważne jest wybranie optymalnej przekładni transformatora która wprost przekłada się na wypełnienie d liczone w % okresu (=100%)  czasu załączenia tranzystora.
Im d jest mniejsze tym większy jest końcowy wyłączany prąd kolektora/ drenu ( przy danym Ub i mocy jego wartość średnia jest stała ) przy wyłączeniu ale mniejsze  jest napięcie w fazie Flyback.
Zatem im mniejsze jest d tym większa jest moc wydzielana w przewodzącym i wyłączanym Eoff tranzystorze. Z reguły z rosnącym prądem spada szybkość wyłączenia  i energia Eoff może szybko rosnąć mimo iż maleje wtedy szczytowe Uce. Dodatkowo rosną straty mocy przy załączeniu bowiem quasi rezonansowo mniej spada napięcie Uce w momencie załączenia klucza i częściowo stratnego rozładowania kondensatora snubbera RCD.
Ale rosnącemu d% towarzyszy coraz większe napięcie Uce  ( ale z mniejszym wypełnieniem czasu czyli wagą szkodliwości) lub dla Mosfeta Uds. Z napięciem Uce wyłączanego klucza nie ma żartów bowiem może nastąpić praktycznie natychmiastowe niszczące przebicie tranzystora bipolarnego. Tranzystor Mosfet jest pod tym względem o wiele lepszy bowiem toleruje dużą energie UIS - Unclamped Inductive Switch ale gwałtownie wzrośnie moc strat w nim.

 Niech napięcie zasilanie Ub wynosi 300 V a maksymalne napięcie klucza 600V. Wypełnienie d % (oś pozioma ) nie może być zatem teoretycznie (praktycznie jest jeszcze przepięcie bo Clamp nie jest doskonały ) większe od 50%. Dla konvertera Flyback Critical Mode pokazano na wykresie ( bez wchodzenia tu w liczne szczegóły ) iloczyn Failure Rates (FR) od T i Uce dla dwóch intensywności chłodzenia tranzystora.  
Dla słabszego chłodzenia praca z wypełnieniem circa d<20% a dla silniejszego chłodzenia z d<15% nie jest możliwa z uwagi na wielkość strat przewodzenia i wyłączenia oraz załączania.
Zależność FR od temperatury jest silna a od Uce słaba i żywotność tranzystora w obu wypadkach rośnie aż do wypełnienia d=50%. Dobre chłodzenie klucza jest ważne.

Jednak realnie w SMPS przy napięciu sieciowym 220Vac d wynosi około 30% i trwałość (głównie temperaturowa) klucza jest znacznie mniejsza niż z wypełnieniem 50% . Dlaczego tak jest ?
1.Należy się liczyć z tym że napięcie sieciowe przez chwile może sięgnąć 250 Vac czyli napięcie na kondensatorze prostownika sięgnie 350 Vdc. Przepięcie o dużej energii da też w sieci sieciowy wyłącznik na duży prąd odbiornika zdolny przerwać łuk. Przepięcie da też piorun a jego rozpraszana energia bardzo zależy od miejsca uderzenia w sieć. Wyprostowane napięcie na kondensatorze prostownika sięgnie 400 V !
2.Clamp-Clipper RCD absorbujący energie z indukcyjności rozproszenia transformatora nie jest idealny a obwód na PCB ma też indukcyjność rozproszenia.  W stanie awaryjnym prąd wyłączenia klucza może być większy i szpilka przepięcia jest jeszcze większa.

Zatem nieoczekiwanie wielką role odgrywa wielkość awaryjnie spodziewanego „napięcia sieciowego”. Wystarczy że przez chwilę napięcie sieciowe będzie za duże i klucz mocy (czyli całe urządzenie ) ulegnie uszkodzeniu ! Godzimy się więc na mniejsze wypełnienie d% i normalnie znacznie większe straty oraz większą zawodność klucza (i tak winna być bardzo mała) aby nie było tego incydentalnego uszkodzenia.
„Chcesz mieć pokój. Bądź gotowy  do wojny”
Optymalną wartość d% moglibyśmy ściśle wyliczyć dysponując histogramem podwyższonych napięć sieciowych oraz relatywnych kosztów serwisu!
Taki scenariusz wcale nie jest w różnorodnej rzeczywistości rzadki. Sytuacji gdy gęstość prawdopodobieństwa określonego  wydarzenia jest mała lub bardzo mała ale skutek jest poważny jest sporo.  Oczekiwana strata to iloczyn małej liczby przez dużą liczbę !
Groźne wypadki drogowe gdy pasy bezpieczeństwa ratują pasażerów są rzadkością w całym czasie używania samochodów. Mała część samochodów jest złomowana po wypadkach a większość ze starości. Ale skutki wypadku  są tak poważne że godzimy się na dodatkowy koszt, ciężar i stratę  czasu na  niewygodne zapinanie pasów.
Awaria rektora jądrowego połączona ze stopieniem rdzenia jest tak poważna że ponosimy koszty rozbudowanych systemów dla zwiększonej niezawodności.      

 Pomijając kryzysy rozwój gospodarczy jest wykładniczy. Wykładniczo przybywa też ludzkości ilość wiedzy. Ale poszczególne technologie rozwijają się ( wykładnik krzywej uczenia się) w różnym tempie. Najważniejszym materiałem przemysłowym są stale ale okres szybkiego rozwoju stalownictwa mamy za sobą. Niemniej powolny wzrost jakości stali dalej trwa ale nikt nie spodziewa się rewolucji w tym obszarze. Natomiast potencjał rozwoju technologii półprzewodników jest ogromny a Prawo Moore'a jak dotychczas doskonale się sprawdza.
Nie wiadomo jaka będzie rozdzielczość przyszłych technologi. Tranzystor nie może mieć jednak mniej niż kilkadziesiąt atomów a to wskazuje na rozmiar 1 nm boku kwadratu ! W obecnym tempie optymistyczny tranzystor o rozmiarze 1 nm2 możemy osiągnąć za circa 40-50 lat oczywiście jeśli wcześniej nie pojawią się przeszkody nie do rozwiązania.
 Przewidywanie przyszłości jest ryzykowne ale na przykład w demografii pomijając migracje ilość obecnych urodzeń jest przyszłą górną granicą liczności roczników. W sterowaniu predykcyjnym eliminujemy tylko wpływ poznanych zakłóceń z przeszłości bo przecież nie znamy przyszłości. Tranzystory Power Mosfet produkuje się na liniach produkcyjnych na których wcześniej produkowano procesory, układy peryferyjne i pamięci NMOS. Ten przemysłowy schemat będzie dalej stosowany. Zatem rozdzielczość procesu i ilość komórek w niskonapięciowych tranzystorach MOS będzie rosła czemu towarzyszy spadek Rdson. Oczywiście spadnie też cena jednostki mocy klucza MOS. Już obecnie są różne idee udoskonalenia wysokonapięciowego Mosfeta mocy.
Japonia jest jedynym krajem świata gdzie roboty przemysłowe stosowane są rutynowo. Nietrudno  się domyśleć że musi tam istnieć „infrastruktura” do budowy serwomechanizmów dla robotów i maszyn CNC. Koncern Mitsubishi (Toshiba i  inne) oferuje do serwonapędu moduły mostka trójfazowego do invertera z 6 HV tranzystorami mocy Darlingtona (czasem 7 tranzystor dla rezystora hamowania ) z szybkimi diodami antyrównoległymi. Stosowanie snubberów On i Off nie jest przewidziane ani możliwe. Japonia jest ogólnie największym producentem wszelkiej mikroelektroniki.  

Na „kompletny systemowo klucz” VSI składa się sam dwukierunkowy klucz, jego driver, snubbery dv/dt i di/dt oraz radiator. W bilansie kosztów dochodzi montaż wymienionych komponentów czyli powierzchnia PCB i armatura do montażu przestrzennego, praca maszyn i ludzi.
Optymalizacja kompletnego klucza ma dać najbardziej racjonalne rozwiązanie całości przy żądanej niezawodności.

 Snubbery OFF i ON są konieczne przy wyłączaniu / włączaniu  klucza gdyby bez nich był naruszony obszar SOA klucza. Gdy tranzystor bipolarny ma pracować z napięciem większym od Uceo ( Realnie bardzo rzadko w SMPS. W inverterach to nie jest w ogóle praktykowane ) snubber OFF jest konieczny. Jednak snubbery nie obowiązkowe mogą tylko zmniejszać energie strat Eoff i Eon. W takiej sytuacji bez snubberów trzeba klucz trochę odciążyć prądowo lub zastosować lepsze chłodzenie.    
Aby zmniejszyć energie Eoff przy wyłączaniu klucza BJT, MOS, GTO, IGBT stosuje się Snubber dV/dt. Snubber ten zawsze zawiera kondensator. Szkodliwie zwiększa on prąd załączanego klucza !  Aby zmniejszyć energie Eon przy włączaniu klucza (i Eoff diody ) stosuje sie Snubber di/dt. Snubber ten zawsze zawiera indukcyjność. Aby ograniczyć napięcie na wyłączanym kluczu stosuje się czasem Clipper. Clipper zawsze zawiera kondensator.
Snubberów dla pojedynczego klucza nie można użyć dla obu kluczy półmostka bowiem nawzajem zakłócają one  swoje funkcje. Do każdego półmostka można zastosować asymetryczny i najprostszy układ snubberów dV/dt i di/dt  Undelanda dający możliwość rekuperacji energii z L i C snubberów lub symetryczny układ McMurraya, który nie ma zdolności rekuperacji.
Praktycznie z uwagi na indukcyjności rozproszenia połączeń, rekuperacja energii w układzie Undelanda jest możliwa tylko do średnio-dużych mocy invertera.
Każdy z tych złożonych snubberów do półmostków podnosi przy wyłączaniu klucza napięcie ponad napięcie zasilanie co powoduje spadek wykorzystania mocy klucza. Prąd załączanego klucza rośnie co prawda wolniej ale i tak osiąga znaczną wartość w stosunku do prądu wyjściowego.
Diody i kondensatory Snubberów są stosunkowo drogie !      

Snubber dV/dt wydłuża jednak czas Tf opadania prądu w wyłącznym BJT ale jednak jest skuteczny w redukcji Eoff. Skuteczność jego jest słaba w przypadku GTO ( ale jest konieczny ) i IGBT ( ma szeroki obszar SOA i prostokątny ) bowiem w obu przyrządach występuje wysokostratne zjawisko przeciągania  prądu w „tranzystorze” PNP struktury. Oczywiście globalnie lepszym wyjściem jest ulepszenie technologi mikroelektronicznej i poprawa parametrów kluczy niż stosowanie snubberów.
Wydaje się prawdopodobne że snubbery w inwerterach bedą zanikać. Snubber dV/dt jest bardzo skuteczny w przypadku tranzystorów Mosfet ale Mosfety nadające się do inverterów (pasożytnicza dioda antyrównoległa ) są maksymalnie na napięcie Uds 100V czyli napięcie zasilania musi być mniejsze ale Mosfety są już same bardzo szybkie i snubber jest zbędny. Jest użyteczny dla wysokonapięciowych Mosfetów pracujących w SMPS szczególnie gdy trzeba ogarniczyć zakłócenia radiowe i dbać EMC.
Napięcie na przewodzącym BJT rośnie z prądem. Czas wyłączania BJT circa rośnie z  dużym prądem. Im większa jest stromość narastania napięcia dV/dt tym mniejszy jest czas opadania prądu dlatego że przy wyższych napięciach Uceo tranzystor ma wyższą częstotliwość Ft. Przykładowo dla popularnego tranzystora BUX48 z Ic=10A i Udc=300V z obciążeniem indukcyjnym z szybkością narastania napięcia 6 KV/us (czyli bez snubbera ) Tf wynosi poniżej 100 ns (mierzone 60 ns), z szybkością 1 KV/us 200 ns a przy 300 V/us wynosi 300 ns. Tylko bez nasycenia (!) BJT można bardzo szybko wyłączyć dużym ujemnym prądem bazy.   W Snubberze dV/dt moc wydziela się ciągle niezależnie od obciążania invertera (a przecież maksymalne obciążenie jest rzadkie ) i niestosowanie tego snubbera istotnie obniża straty mocy invertera czyli emisje ciepła w urządzeniu  co pośrednio wpływa na  temperaturę chipa klucza. Elementy Snubbera dV/dt nie są bynajmniej (szczególnie C ) tanie.  Konstrukcja Drivera zapobiegającego nasyceniu klucza  BJT i podającego kluczowi duży wyłączający prąd nie jest skomplikowana i jest tania przy elementach składowych kompletnego klucza. Zapobieżenie nasycaniu klucza w inverterze („głębokie dziury”) i tak jest konieczne bowiem pozwala zwiększyć głębokość modulacji PWM eliminując zmienny czas wyjścia klucza z nasycenia.
Zachodzi zatem pytanie o ile przy danej częstotliwości modulacji PWM trzeba zmniejszyć prąd kolektora klucza aby straty mocy w chipie kluczy pozostały niezmienne ?

 Odbywa się proces ewolucyjnego rozwoju systemu  chłodzenia i aranżacji otoczenia kluczy mocy.
W systemie przesyłowym HVDC używa się w inverterach bardzo dużej ilości tyrystorów największej mocy. Systemy te są redudantne. Konwencjonalne rozwiązanie z tyrystorami w obudowie śrubowej z linką czy dyskowych z radiatorami chłodzonymi powietrzem daje ogromną objętość systemu pracującego pod ogromnym NN napięciem. Zastosowano obustronnie chłodzone wodą tyrystory dyskowe połączone szeregowo w kolumnę a między nimi są przewodzące łączące  radiatory ( podobnej grubości jak tyrystor) miedziane chłodzone zdemineralizowaną, nie przewodzącą  wodą. Wodę podają teflonowe rurki. Wyprodukowano inne dedykowane elementy R,C,L... i  rozmiar całości spadł ogromnie.
Moduł kluczy  trójfazowego mostka invertera może być chłodzony radiatorem powietrznym ale per analogia dla większych mocy przy wielu inverterach ( robot ma 6-8 serwonapedów ) można zastosować chłodzenie płynem a jeszcze wydajniejsze jest chłodzenie cieczą która odparowuje w radiatorze pobierając wielką ilość ciepła.
Oczywiście izolowany moduł kluczy jest właściwym rozwiązaniem dla invertera a typowe obudowy tranzystorowe słabo się do tego celu nie nadają ale tranzystory w obudowach TO220 i TOP3 obok siebie można wspólnie docisnąć - umocować na taśmie teflonowej na radiatorze docisnięte stalową listą. Jeszcze wygodniejsze są te obudowy zmodyfikowane - całoplastikowe.
W domowym lub estradowym wzmacniaczu mocy Audio tranzystory mocy są chłodzone radiatorami w obudowie urządzenia co obniża ich efektywność. Gęstość mocy jest mała.
Silnik spalinowy dobrej klasy samochodu osobowego o mocy ponad 100 KW jest w stanie chłodnicą odprowadzić do atmosfery strumień ciepła o mocy do 200 KW ! Gęstość chłodzonej mocy jest znaczna.
Zatem mocny moduł /moduły mostka/mostków trójfazowego Darlingtonów umieścimy na niewielim miedzianym radiatorze chłodzonym cieczą chłodzoną wydajną chłodnicą niczym w samochodzie. Niskoobrotowy wentylator chłodnicy jest cichy i ma wysoką sprawność.

 Amerykański standard telewizji kolorowej NTSC pochodzi z 1953 roku. Początkowo kolorowe odbiorniki telewizyjne były bardzo drogie i słabej jakości. Mało było także stacji nadających w kolorze czyli kolorowa telewizja była nieatrakcyjna. Dopiero gdy opracowano odpowiednie elementy elektroniczne telewizja kolorowa w USA nieomal  momentalnie się upowszechniła. Produkowane masowo odbiorniki TVC były dobrej jakości i relatywnie tanie. Wszystkie stacje telewizyjne  zaczęły nadawać w kolorze. Prawie identyczny był scenariusz upowszechnienia samochodu osobowego i ciężarowego w USA. Scenariusz powtarzał się wielokrotnie z różnymi produktami  i teraz powtarza się z mikrokomputerem.
Moduły mostków Darlingtona za Japonią zaczną też produkować inne koncerny światowe. Na razie tranzystory IGBT nie są  konkurencją dla Darlingtonów ale ich rozwój jest błyskawiczny. Sterowanie IGBT jest znacznie łatwiejsze niż Darlingtona a potrzebna driverowi moc do sterowania jest mała i zamiast zasilaczy SMPS wystarczą proste i tanie układy Bootstrap jak dla Mosfetów.
Na razie roboty przemysłowe są bardzo drogie i są konkurencją tylko dla drogich pracowników. Podobnie jest z maszynami CNC ale w wielu obszarach człowiek nie może wykonywać pracy maszyny CNC jak choćby w mikroelektronice i w montażu elementów SMD.
 
Przy częstotliwości modulacji PWM 4 KHz z napięciem zasilania Vb=300Vdc, z typowym napięciem przewodzenia tranzystora bez nasycenia,  przy bardzo szybkim wyłączaniu tranzystora bipolarnego bez snubbera OFF przełączany prąd trzeba zredukować mniej niż 10% ! To jest do przyjęcia ! Energia nie jest cały czas tracona snubberem dV/dt.

 Snubber di/dt ma ograniczyć traconą energię Eon przy włączeniu klucza. Dużym mankamentem tego snubbera jest powiększenie szczytowego napięcia na wyłączanym kluczu czyli gabarytowej mocy i ceny klucza. Gro energii Eon w tranzystorze invertera prowokuje  wyłączanie dużym ujemnym prądem przewodzącej diody antyrównoległego współpracującego klucza. Dioda  Ultra Fast (Trr=25ns tylko do 200 V a 50 ns do napięcia 400-500 V a powyżej Very Fast ) jest droga ( ale tanieją ) ale jest to konieczny element klucza mocy i jest jednak znacznie tańsza od aktywnego klucza. Czas odzyskiwania zdolności zaworowej Trr i ładunek wsteczny Qrr diody szybko rosną z temperaturą.
Im większa jest szybkość narastania prądu S=di/dt załączanego tranzystora tym mniejsza jest energia strat w nim Eon ale rośnie energia strat w diodzie Eoff a jej parametry psują się z temperaturą.
 Snubber di/dt jednocześnie zmniejsza Eon tranzystora i Eoff diody. Ponieważ proces załączania tranzystora odbywa się przy mniejszym napięciu Uce jest ono wolniejsze (rośnie czas Tr dlatego że przy mniejszym Uce mniejsza jest Ft)
Obliczeniowo sprawa włączania i Eon-Eoff dla Q-D jest nieoczekiwanie trudniejsza od sprawy wyłączania !    
Na wykresie Eon(L) w tranzystorze (prąd załączania bazy Ib+ jest stały ) i Eoff(L) w diodzie  jest w funkcji indukcyjności L snubbera dla T=25C. Własności tranzystora i diody to parametry ukryte aby nie zaciemniać sprawy. Sytuacja gdy bez snubbera di/dt Eon tranzystora jest 5 razy większa niż Eoff diody jest w przybliżeniu praktycznie typowa dlatego że z szybkimi diodami pracują razem szybkie tranzystory z tej samej generacji technologii.

 Gdy wybierzemy „dużą”  wartość indukcyjności L snubbera ON to mocno spadną straty dynamiczne na Eon i Eoff w kluczach. Będą mniej nagrzewane a praca z niższą T obniża straty dynamiczne ... ale energie z L trzeba rozproszyć w rezystorze mocy lub energia  L może być recyklowana  układem Undelanda ale sprawność tego recyklingu nie przekracza 70-80%. Im większa jest L tym przy wyższym napięciu (powiększenie napięcia na kluczu ) na niej jest odbierana energia z niej aby snubber był szybko gotowy do akcji przy krótkim wyłączeniu tranzystora co ma miejsce przy głębokiej modulacji PWM. Mocne akcje snubberów szkodliwie ograniczają głębokość modulacji PWM.  

 Przy częstotliwości modulacji PWM 4 KHz, Vb=300Vdc, z typowym napięciem przewodzenia bez nasycenia tranzystora,  przy bardzo szybkim włączaniu tranzystora bipolarnego bez snubbera ON, z zimną dioda UF o nominalnym Trr=25 ns (jeszcze takich nie ma ),  prąd obciążenia trzeba zredukować mniej niż  9% ! To również jest do przyjęcia tym bardziej że mniejsze jest bez snubbera di/dt  maksymalne napięcie na kluczu! W istocie moc gabarytowa klucza ze snubberem di/dt i bez niego niewiele się różnią.  
Ale niestety takie diody UF są tylko do napięcia 200 V a w pracy są ciepłe co powiększa Trr i Qrr.  Wszystko to daje znacznie większa redukcje prądu obciążenia bez snubbera ON !  Dwa chipy diod UF można umieścić na sobie uzyskując diodę na podwójne napięcie ( diody UF są Avalanche i napiecia wsteczne automatycznie się podzielą ) ale chłodzenie drugiej diody jest trochę słabsze. Szeregowe połączenie chipów diod na izolującej płytce ceramicznej lub BeO w module mostka jedno czy trójfazowego nie jest żadnym problemem.
Zatem z wysokim prawdopodobieństwem można założyć że w dziedzinie małych i średnich inverterów snubbery dv/dt i di/dt będą znikać.  

W optymalizacji ilość wyliczeń funkcji celu szybko rośnie z ilością zmiennych. Już dla 5 zmiennych może to być powyżej 500 razy a z gorszą procedurą optymalizacji tysiące razy.  
Krzywe Eon i Eff (są to funkcje co najmniej trzech zmiennych: I, dI/dt i T ) są na wykresie w miarę gładkie i bez problemu ich rodzinę można prosto aproxymować a w miarę postępów optymalizacji wystarczy linearyzacja aby czas wyliczeń wydatnie skrócić.
 Przyrost temperatury jest proporcjonalny do mocy i całkowitej rezystancji cieplnej od chipa klucza do otoczenia.
 
 Zatem przybliżyliśmy się do sformułowania zadania optymalizacji. Trzeba uwzględnić całkowite  koszty klucza z radiatorem i ze snubberami ON i OFF. Przy zadanej trwałości Maksymalizujemy iloraz mocy klucza do całkowitego kosztu !
Wydajne radiatory są stosowane do bardzo dużych tyrystorów i diod. Zatem efektywny zewnętrzny radiator będący częścią obudowy invertera z pionowym ( konwekcja + załączany według potrzeby wentylatorek ) użebrowaniem może też od razu mieć wbudowany wentylator uruchamiany przy dużym obciążeniu.  
 Wydaje się (intuicja) że w ogólności sens ma tylko użycie do optymalizacji cen elementów od jednego dużego producenta o bardzo dużym repertuarze produkcji jak Mitsubishi, Toshiba czy Siemens.
Ceny elementów w dostępnej liście – książce jednego z koncernów dotyczące elementów preferowanych ( produkcja masowa ) są absolutnie racjonalne. Spadające ceny (DM) w kolumnach dotyczą coraz większej zakupionej ilości.
W SMPS o mocy 100 W do sieci 220 V można użyć Power Mosfetów na Uds=600 V (BUZ90, 90A. Ten sam chip po selekcji ) lub 800 V (BUZ80, 80A) w obudowie TO220. Moc (iloczyn napiecia i prądu ) Mosfeta o stałej powierzchni chipa rośnie tylko do napiecia 500 V – Taka jest jego uroda. Jak widać moc klucza na napiecie 800V jest droższa niż moc klucza na 600 V.  Cena jest prawie proporcjonalna do mocy klucza na dane napięcie.
Ale w SMPS Flyback moc klucza na 800 V jest lepiej wykorzystana i należy rozpatrzeć oba napięcia. Oczywiscie troche rózne będą uzwojenia transformatora na tym samym rdzeniu.
Od razu  widać też które typy są faktycznie preferowane.

 Na cenę klucza składa się cena obudowy oraz koszt chipa rosnący z jego powierzchnią i komplikacją procesu produkcji i jakością egzemplarza czyli poselekcyjne napięcie, wzmocnienie i inne parametry. Sensowne są (tylko typy preferowane ) stosunki cen tranzystorów do diod epitaksjalnych w takiej samej obudowie o podobnej wielkości chipa. Dostępne są wartości elementów R,C... tylko w szeregach.
Stosunki cen różnych elementów, także biernych (do snubberów ) też są sensowne.
Przy niewielkich zamówieniach dominuje koszt logistyki i w rozważaniach o kosztach produkcji sens mają tylko katalogowe ilości przemysłowe. Zawsze też może zaistnieć cena nowości czyli wysoka marża na nowy towar unikalny na rynku światowym.
Należy używać tylko elementów masowych - preferowanych. Realnie identyczny element niepreferowany jest od razu droższy o przykładowo 60%.    

N.B.Osoby które usiłowały praktycznie stosować optymalizacje popadły w pesymizm widząc jakie długie są czasy obliczeń. Oczywiście nawet komputer zgodny z IBM PC AT jest „ślimakiem” przy superkomputerach ale i on będzie użyteczny a szybkość komputerów PC szybko rośnie.   

 Roboty przemysłowe są rutynowo stosowane tylko w Japonii, która ma ich najwięcej w świecie. Produkcja modułów tranzystorów Darlingtona HV do mostka trójfazowego serwonapędu jest tam oczywistością. Koncern Mitsubishi produkuje w sporej ilości edukacyjne robociki ( są drogie ale jak na robota tanie ) kupowane w całym świecie. Produkuje też moduly trójfazowych mostków Darlingtonów.
Izolująca chipy tranzystorów i diod od radiatora tania ceramiczna płytka ceramiczna jest w większości zastosowań zupełnie wystarczająca a technologia niezawodnego mocowania chipów jest przemysłowo opanowana. Masowo są przykładowo produkowane triaki w obudowach TO220 i TOP3 z izolacją ceramiczną. Różnica w cenie między elementem izolowanym a nieizolowanym jest mała a wręcz znikoma.
Lepszą przewodność cieplną ma ceramika BeO ale jest to surowiec „strategiczny” o krytycznych zastosowaniach i używany szerzej w sferze cywilnej tylko w tranzystorach mocy RF.
Chipy tranzystorów łączone w module równolegle muszą być poselekcjonowane. Druty i ścieżki połączeń stanowią elementy równoważące podział prądów kluczy. Montażu struktur w moduł trójfazowego mostka wykonują maszyny CNC. Widać pętlę dodatniego sprzężenia zwrotnego. Maszyny produkują elementy do nowszych maszyn !   
Scalone drivery do Darlingtonów mocy HV (na przykład Thomson UAA4002 ) na razie mają  gorsze parametry niż układy dyskretne ale postęp w tej mierze jest szybki. Wykonane są one tą samą tanią technologią co monolityczne wzmacniacze mocy audio czy telewizyjny układ odchylania pionowego ze wzmacniaczem mocy. Utrudnieniem jest tu prymitywny tranzystor PNP co komplikuje rozwiązanie na tle rozwiązania dyskretnego.

 W zachodnioniemieckim czasopiśmie „Funktechnik” znajdujemy bardzo pouczające tabelaryczne zestawienia rodzajów i ilości wszystkich  elementów użytych do produkcji kolejnych generacji odbiorników TVC. Użycie układów scalonych zmniejszyło ilość użytych elementów zarazem polepszając jakość, funkcjonalność i niezawodność TVC. Tabele pokazują też zawodność elementów elektronicznych. Odbiornik z tyrystorowym systemem odchylania poziomego pobierał z sieci do 180 W mocy a odbiornik z systemem tranzystorowym i ekranem tej samej wielkości pobiera tylko 100 W mocy. Zastosowanie jako elementu selektywnego filtru IF z falą powierzchniową SAW ( wytworzony jest technologią mikroelektroniczną z najważniejszą fotolitografią ! ) o liniowej fazie umożliwiło pracę z sygnałem z sieci CATV i użycie Teletekstu. Wyeliminowało też trudne strojenie toru IF. O ile filtr SAW jest stabilny długoczasowo to filtr IF LC nie był.
Stworzenie mikrokomputerów bez użycia elementów VLSI jest niemożliwe.

Patent 167 System do oceny kompletnego klucza z Driverami w półmostku  oraz pomiaru Eon i Eoff i kompletnych strat.
Ocena  energii strat dynamicznych w szybko przełączającym kluczu Eon i Eoff na podstawie oscylogramów napięcia i prądu klucza jest bardzo mało dokładna. Już samo zjawisko „pętlowości” (opisane w literaturze zachodniej ) podważa zaufanie do oscyloskopu w tej mierze. Lepszy jest oscyloskopowy portret fazowy Uce-Ic ale z niego nie można łatwo wywnioskować o Eon i Eoff.
Bez snubbera gdy przy wyłączaniu tylko  trochę spadnie Ic to Uce szybko rośnie do pełnej wartości napięcia zasilania  i Ic spada dopiero przy pełnym napięciu na tranzystorze.
Gdy przełączane jest napięcie 500 V obserwacja Ucesatdyn i Ufr jest niewykonalna. Potrzebny jest
przed oscyloskopem specjalny układ „bramki” omawiany w literaturze.

 W systemie aktywny jest dolny (lub odwrotnie górny ) klucz a górny klucz ( pracuje tylko górna dioda a tranzystor nie ma prawa się aktywować ) zbocznikowany jest mało stratną indukcyjnością. Kluczem w prądowej pętli sprzężenia zwrotnego steruje sensor wyjściowego prądu półmostka.
Po zmianie roli kluczy straty w górnym kluczu muszą być identyczne jak w dolnym. Indukcyjność jest dołączona do wyjścia półmostka i do zasilania + lub -. Zmieniony jest znak zadanego prądu wyjściowego.
Wypełnienie sygnału PWM jest praktycznie odwrotnie proporcjonalne do napięcia zasilania regulowanego w przedziale 100-500 Vdc i przy dużym napięciu wynosi mniej niż 1% i układ sterujący musi temu stabilnie podołać !
W tranzystorze są praktycznie tylko straty dynamiczne od Eon i Eoff a w diodzie straty dynamiczne spadające z indukcyjnością L snubber i „statyczne”. Cudzysłów jest z powodu stratnego zjawiska załączania  Ufr i Tfr.
Zasilacz mocy dostarcza stosunkowo niewielką moc tracona w kluczach, snubberze Undelanda  dV/dt + di/dt ( jeśli jest użyty ) i w indukcyjności. Klucze mają osobne radiatorki. Na radiatorach są sensory temperatury. Dla szybkości dynamicznego odczytu, Odczyty z nich są przyśpieszone prostym „różniczkującym” obwodem Lead- Lag a odczyt jest od razu w Watach.
Bilanse mocy muszą się zgadzać. Skalowanie dynamiczne i statyczne mocy przeprowadzamy wydzielając w kluczu z tym radiatorem znaną moc statyczną z zasilacza laboratoryjnego.
Możliwe są różne konstrukcje zasilacza mocy napięcia (0)100-500 V. W najprostszym razie z prostownikiem pojemnościowym autotransformator lub preregulator tyrystorowy reguluje napięcie a klucz (Electronic Fuse) szybko wyłącza napięcie wyjściowe przy przekroczonym nastawionym prądzie.
Wpływ drivera na straty w tranzystorze jest bardzo silny i musi on być zoptymalizowany.
Im mocniej spowalniane jest narastanie napięcie przez snubber  dV/dt tym klucz wolniej się wyłącza. Jest to zgodne z podawanym danymi ale stanowi nieprzyjemne zaskoczenie. Tak samo akcja snubbera di/dt jest słabsza niż można naiwnie oczekiwać.
Straty wydzielaja się także w diodach „bezstratnego” snubbera Undelanda i trudno jest ocenić jaka część energii jest możliwa do odzyskania.W układzie energia nie jest rekuperowana ale wydzielona w rezystorze czyli łatwo mierzona napięciem stałym na kondensatorze.  
Automatyzacje serii pomiarów może wykonać mikrokomputer z analogowym (ADC i DAC ) i binarnym I/O. Automatyzacja polepsza też wiarygodność uzyskanych informacji.
TestHB.png      
     
Patent 168 Układ do elektrycznego pomiaru  strat Eon i Eoff  szybkich kluczy mocy.
Moc jest iloczynem napięcia na kluczu i jego prądu. Duża moc w czasie włączania i wyłączania klucza wydziela się głównie przy wysokim napięciu na kluczu. Energia jest całką z mocy po czasie.
W układzie skorygowany dynamicznie sygnał proporcjonalny do prądu klucza (z rezystora lub przekładniczka prądowego na ferrytowym toroidzie ) podano do dwutorowego wzmacniacza logarytmicznego z tranzystorem z układu UL1111. Ponieważ wymagane jest  bardzo szerokie pasmo OPA, prosty szybki tor wzmacniacza wykonano  na jednym tranzystorze BFR91 o Ft=5.5 GHz z równoległym „niskoczęstotliwościowym” torem na zwykłym OPA (ULY7701 ze sprzężeniem w przód ) dla uzyskania małego dryftu. Napięcie na drugiem tranzystorze logarytmującym uzyskano wprost podając rezystorem prąd z napięcia Uce do tranzystora logarytmującego ponieważ napięcie na kluczu jest duże i wprowadzony błąd może być tolerowany. Sumę napięć podano do eksponencjalnego tranzystora z UL ładującego całkujący (energia to całka z mocy po czasie) kondensatorek w kolektorze. Napięcie z kondensatora jest zbuforowane szybkim ( pasmo 4 MHz ) wzmacniaczem OPA JFet a kondensator jest zerowany przed kolejną akcją klucza. Przy stałej częstotliwości operacji klucza kondensator nie  jest resetowany ale przyłączony jest do niego rozładowujący rezystor i prosto mierzone jest napiecie średnie. Czwarte napięcie potrzebne do algorytmu pracy układu mnożącego  uzyskano  z tranzystorem z UL ale ze zwykłym monolitycznym OPA.
 Układ działa znakomicie. W szczególności można zaobserwować makabryczny wzrost energii Eoff przy mocnym wyłączeniu nasyconego tranzystora bipolarnego z „przeciąganiem”. Bez nasycenia większość tranzystorów można wyłączać bardzo dużym prądem bazy zbliżonym do aktualnego prądu kolektora klucza. Temperatura oczywiście pogarsza parametry dynamiczne klucza.
System znakomicie nadaje się do zadania optymalizacja Drivera i Klucza.
PomiarEonEoff.png


6Ty+2Q
 W fazie napędowej następuje akumulacja energii kinetycznej i potencjalnej w systemie mechanicznym ale większość dostarczonej energii elektrycznej najczęściej jest bezpowrotnie „stracona”. Biorąc pod uwagę sprawność invertera oraz silnika a w fazie hamowania generatora udaje się odzyskać tylko cząstkę pobranej z sieci energii. Czasem podawana jest sprawność silnika asynchronicznego razem z inwerterem. Przy małych obrotach i dowolnym momencie hamowania system dalej pobiera moc a nie rekuperuje energie. Hamując rekuperuje energie dopiero przy conajmniej średnich obrotach i od pewnego momentu hamowania
Napęd serwomechanizmu jest czterokwadrantowy i gdy inverter VSI zwraca moc do swojego zasilacza to jest on typowo obciążony załączonym wtedy z modulacja PWM  rezystorem „hamowania” aby napięcie Vb nadmiernie nie wzrosło.

Najprostsza maszyna ze sterowaniem komputerowym CNC ma dwa serwomechanizmy a typowa maszyna CNC ma 3 serwomechanizmy. Najprostszy robot – manipulator ma 3 serwomechanizmy a typowy ma 6 serwomechanizmów.
Niech wszystkie silniki DC i AC będą sterowane przez invertery VSI z mostkami tranzystorowymi zasilone napięciem stałym Vb z dość dużego kondensatora wspólnego prostownika. W czasie intensywnego ( przy „słabym” hamowaniu invertery nadal pobierają malejącą moc ) hamowania invertery będą moc oddawać do zasilacza Udc. Aby jednak zapobiec podskokowi napięcia trzeba zasilacz obciążyć rezystorem lub moc oddać do sieci zasilającej.
W czasie gdy jeden napęd hamuje inny może pobierać moc a poza tym we wszystkich występują straty jałowe w inverterach i silnikach jako że rotory silników asynchronicznych muszą być namagnesowane aby były zdolne do natychmiastowej akcji.  Zatem jak najbardziej celowy jest wspólny zasilacz dla wszystkich inverterów. Co prawda awaria tego zasilacza obezwładni wszystkie serwonapędy ale maszyna musi mieć wszystkie sprawne napędy i już jedna niesprawność ją dyskwalifikuje do pracy. Zatem rozwiązanie z jednym zasilaczem nie powiększa zawodności systemu i jest najlepsze bo trzeba odprowadzić (do rezystora hamowania i/lub do sieci energetycznej ) najmniej mocy i energii.

 Zwrot energii z obwodu Udc mogły dokonać pełnosterowany trójfazowy Mostek tyrystorowy sterowany jako falownik ( z dużymi kątami wyzwalania)  koniecznie z dwoma dużymi dławikami. Napięcie sieciowe do którego dokonywałby zwrotu energii musiałoby być jednak podniesione autotransformatorem.
Powodem przejścia przy stosowaniu silników DC  z tyrystorów ma mostki tranzystorów Darlingtona było zjawisko przewrotu falownika. Czyli tu falownik tyrystorowy nie ma żadnego sensu niezależnie od słabej dynamiki spowodowanej dużymi dławikami i autotransformatora. Takie rozwiązanie nie jest już stosowane.

 Prąd wyjściowy trójfazowego invertera VSI z modulacją PWM zasilającego silnik wygładza indukcyjność silnika.
Dając na wyjściu AC trójfazowego invertera dołączonego do sieci wygładzające indukcyjności przy odpowiednim sterowaniu PWM można regulować przepływ energii między siecią energetyczna a kondensatorem napięcia stałego Udc. W szczególności napięcie Vdc może być stabilizowane niezależnie od tego w jakim kierunku ma płynąć energia. Napięcie Vdc musi być jednak zawsze wyższe od szczytowego napięcia liniowego bowiem przecież aktywny jest też diodowy  mostek prostowniczy z diod antyrównoległych kluczy.
Przy stabilizowanym napięciu Vdc pozbawionym tętnień od napięcia sieciowego i bez podskoku napięcia przy hamowaniu wykorzystanie potencjału mocy inverterów serwonapędów jest doskonałe. Ale inverter zasilacza jest zwymiarowany prawie (!) na sumę mocy wszystkich inverterów a w dodatku ma drogi dławik i filtr EMC. Rozwiązanie jest doskonale ale bardzo drogie jako że koszt invertera - zasilacza może stanowić 60% sumy kosztów inverterów napędów.
Rekuperacja energii w maszynach CNC i robotach z napędami VSI jest jeszcze rzadkością ale są już systemy z rekuperacją energii do sieci.
O zastsowaniu rekuperacji mają decydować względy ekonomiczne. Na razie energia elektryczna  jest relatywnie tania przy koszcie elektroniki zaangażowanej do rekuperacji energii.  

 Na wyjściu trójfazowego diodowego mostka prostowniczego (pomijając zjawisko komutacji ) o pulsowości m=6 z obciążeniem indukcyjnym lub rezystancyjnym napięcie pulsuje między 0.866  (cos Pi/6 ) a pełną wartością szczytową napięcia liniowego. Średnia wartość napięcia wynosi 0.966 ( cos Pi/12). Przy obciążeniu indukcyjnym pulsacje mocy (za prostownikiem – przed dławikiem ) wynoszą 15% czemu po stronie AC odpowiadają zniekształcenia prądu sieciowego harmonicznymi.
Diody w grupach katodowej i anodowej przewodzą przez 2/3 półokresu czyli 1/3 okresu i raz na okres. Okresy gdy diody przewodzą można omówionym dalej układem wyznaczyć.

Silnik BLDC w stosunku do typowego silnika synchronicznego ma trapezoidalne napięcie liniowe a nie sinusoidalne.  W rzeczywistości napięcie jest pośrednie między sinusoidą a trapezem. Maszyna BLDC ma wbudowane trzy halotrony (rzadko inne sensory) wyznaczające momenty komutacji prądów między fazami.
Prąd aktywnie tranzystorami ( tyrystorami w napędzi CSI ) podaje się tylko do dwóch faz maszyny . Jest to zatem odwrócona sytuacja prostownika z obciążeniem indukcyjnym. Identycznie maszyna BLDC ma 15% pulsacje mocy czyli momentu co jest wadą tego rozwiązania.

 W radzieckim serwomechanizmie, dedykowanym głównie do robotów przemysłowych, EPW prądy płyną do tych dwóch faz BLDC wskazanych halotronami poprzez wyzwolone tyrystory a dwa klucze - tranzystory Q+ i Q- z modulacją PWM regulują te prądy. Koszt tyrystorów jest mały przy koszcie tranzystorów z driverami i rozwiązanie jest ekonomiczne  Przed zmianą faz klucze – tranzystory  są wyłączane aby zanikł prąd w fazie i tyrystor się wyłączył. Polecane jest użycie tyrystorów szybkich. Po czasie większym od Tq tyrystora równolegle z impulsem wyzwalającym kolejny tyrystor załączany jest tranzystor. Zastosowane tu diody mostka antyrówoległego  są dość wolne i stąd potrzeba użycia małych dławików L1 i L2 snubberów di/dt odciążających dynamicznie załączane tranzystory. Oczywiście mają one typowe, nie pokazane antyrównoległe diody lub szeregowy dwójnik DR.    

 Inverter ten może napędzać i  hamować maszynę BLDC. W systemie jest tylko jeden izolowany sensor sumy prądu. Izolowane sensory prądów są drogie. Prawdopodobnie zastosowano tu rozwiązanie z sensorem z nasycanymi rdzeniami ferrytowymi szczegółowo opisane w EC&A przez Philipsa w jego napędzie VSI.  

W nowym zastosowaniu gdy zamiast maszyny BLDC damy sieć energetyczną można z niej  moc prostokątnymi symetrycznymi impulsami o szerokości  120 stopni  do obwodu DC pobierać lub ją zwracać. W tym zastosowaniu jednak modulacja PWM wymagałaby drogiego trójfazowego dławika sieciowego (silniki BLDC mają filtrującą indukcyjność ) ale napięcie stałe Vb jest stabilizowane co jak powiedziano jest bardzo cenne.
Zamiast tego można w szereg z tranzystorami - kluczami dać rezystory mocy R+ i R- ograniczające prąd i klucze załączać bez modulacji  na czas krótszy od 120 stopni  i tylko przy rekuperacji aby wyeliminować stratny przepływ energii z kondensatora prostownika z powrotem do sieci.
Mankamentem są zniekształcone prądy sieciowe.

 O ile momenty komutacji faz w maszynie BLDC wyznaczają halotrony lub inne sensory to w przypadki sieci energetycznej potrzebny jest odpowiedni niezawodny system wyznaczający okresy 120 stopni gdy napięcie na danej fazie jest największe i ma być załączony jej tyrystor. Oczywiście musi być przerwa w przewodzeniu tranzystora/ów większa od Tq tyrystorów. Ale nawet gdyby poprzedni tyrystor się nie wyłączył to przy nadmiernym prądzie zostanie wyłączony tranzystor grupy czyli tutaj czegoś takiego jak przewrót falownika tyrystorowego czyli zwarcie, nie ma.
Straty mocy w rezystorach R+ i R- są mniejsze niż można się było spodziewać. Oczywiście system jest aktywowany tylko przy zwrocie energii.
Im większy jest prąd z hamowanie tym szersze są ( wokół szczytowego napięcia liniowego ) powinny być impulsy prądu fazowego. Dzięki temu podskok napięcia Vb przy hamowaniu jest mały !   

Patent 171 Układ detekujący maksymalne okresy załączenia kluczy w systemie rekuperacji energii hamowania do sieci systemem 6Ty+2Q.
Szeregowo z sześcioma diodami prostownika mostkowego (na trójfazowe napięcie sieciowe) włączone są diody LED 6 czułych transoptorów. Tworzą one więc trójfazowy mostek prostowniczy napięcia 515 Vdc ( z siecią trójfazową 380 Vac) obciążony prądem 5 mA pobieranym przez rezystor. Dopuszczalne napięcie wsteczne diod LED transoptorów jest bardzo małe i stąd konieczność użycia szeregowych diod.  Wzbudzony jest w grupie anodowej / katodowej transoptor  fazy która ma w danym momencie i w grupie największe /najmniejsze napięcie fazowe. Izolowane już od sieci energetycznej  sygnały wyjściowe z transoptorów przetwarza  układ cyfrowy dostarczający w czasie rekuperacji impulsów załączających tyrystory mostka i klucze Q+ i Q-  z szeregowymi rezystorami mocy R+ i R-.        
Układ może być zasilony z trójfazowego napięcia z obniżającego napięcie transformatora co obniży moc strat w rezystorze ( circa 2.5 W) ale jednak czasem przesuwa on trochę fazy napięć co może być  niekorzystne.
Ponieważ diody LED transoptorów są bardzo delikatne celowe jest użycie szybszych  diod BA159 w miejsce sieciowych diod 1N4007. Alternatywnie można dodać zabezpieczające diodki antyrównoległe do LEDów transoptorów.
Popularne, tanie transoptory szybko się załączają ale mają większy zauważalny czas wyłączenia. W rezultacie w grupie katodowej / anodowej przez kilka us dwa transoptory mogą (nie zawsze tak jest ) podawać fałszywe informacje (jedna jest fałszywa ) o tym która faza ma największe napięcie. Sterujący tyrystory i tranzystory układ logiczny z łatwością sobie z tą sytuacją radzi.
Bez izolacji galwanicznej przy mniejszym napięciu z transformatora trójfazowego można użyc w innym rozwiązaniu zamiast transoptorów układu z tranzystorami PNP i NPN ale ma on więcej elementów.

„Patent” 172„Algorytm” sterowania do rekuperacyjnego systemu zasilacza 6Ty+2Q. Algorytm przy rekuperacji daje tylo małe podwyższenie napięcia wyjściowego zasilacza Vb co jest korzystne. Zapobiega szkodliwej i stratnej cyrkulacji mocy między kondensatorem diodowego prostownika a  układem rekuperacji 6Ty+2Q.
Czas trwania – szerokość impulsów załączania tranzystorów i tyrystorów rośnie ze zwracaną mocą - prądem i w efekcie straty energii w rezystorach mocy są małe.
To testu można celowo wymusić przepływ energii z kondensatora prostownika przez  6Ty+2Q do sieci.
Nie zaobserwowano przy rekuperacji ani jednego incydentu wyłączenia dwóch  tranzystorów HV przy zakłóceniowym ( zakłócenie pochodzi z sieci) przekroczeniu prądu.