Archiwum.
Automatyzacja realna czyli nieznana. 4 Zasilanie szeregowe
W urządzeniach elektronicznych połączenia poziomu odniesienia sygnałów nazywane są GND czyli Ground czyli Ziemia.
Spadek napięcia na połączeniach GND może być niepożądanym zakłóceniem.
W urządzeniu z sygnałami mocy dla minimalizacji zakłóceń poszczególne „GND” podsystemów powinny być połączone w gwiazdę w zasilaczu.
W jednym miejscu powinny być połączone Analog Ground i Digital Ground mieszanego systemu.
Przy użyciu szybkich układów cyfrowych cała jedna warstwa wielowarstwowej płyty drukowanej jest GND. W układach radiowych UHF i mikrofalowych także jedna warstwa PCB stanowi GND. W elektronice samochodowej GND urządzeń elektronicznych jest w obudowie połączona w jednym miejscu z GND samochodu jako karoserią. Nie ma jednak przeszkód by połączenie Signal Reference ( czyli w istocie lokalna GND ) było na innym poziomie niż GND. Oczywiście powstaje problem komunikowania się sygnałami odniesionych do SR lub GND
W sensorach i ich transmiterach oraz w urządzeniach zasilanych z akumulatorów regułą jest tylko jedno napięcie zasilania. Ale gdy potrzebne są układy obliczeniowe jak kwadrator do anemometru termicznego czy układ pierwiastkowy do pomiaru przepływu z ciśnienia różnicowego lub każde bardziej skomplikowane przetwarzanie sygnałów konieczne jest do stosunku do Signal Reference (dla uniknięcia nieporozumień oznacza sygnałową GND ) zasilanie dodatnie i ujemne.
Napięcia zasilania sygnałowych i cyfrowych układów elektronicznych są w długoterminowym trendzie spadkowym.
W układach lampowych spadek napięcia na prostowniczej próżniowej diodzie zasilacza był duży i zmniejszenie napięcia anodowego niewiele dawało w oszczędności energii. W czasie II Wojny Światowej miniaturowe lampy zasilane z baterii były użyte w ręcznych radiotelefonach. Po wojnie miniaturowe lampy elektronowe żarzone napięciem 1.2V z jednego ogniwa zostały użyte w „niewielkich” aparatach słuchowych z bateryjnym napięciem anodowym 22.5V. Gdy tranzystorów użyto we wzmacniaczu Audio radiowych odbiorników samochodowych to specjalne pentody ( np EF 89 ) pracowały w części radiowej zasilane napięciem anodowym 12 V a nawet 6V i kłopotliwa oraz droga przetwornica dla napięcia anodowego stała się zbędna.
Obecnie podobną niedobrą rolę dawnego dużego spadku napięcia na diodzie próżniowej odgrywa znaczny spadek napięcia na scalonym liniowym stabilizatorze napięcia.
Producenci mikroelektroniki podejmują wysiłki w celu skonstruowania regulatorów o małym spadku napięcia. Dla regulatora dodatniego napięcia potrzebny jest pełnowartościowy tranzystor mocy PNP a technologia takie tranzystory dająca jest na razie droga.
Od urządzeń działających na statkach i samochodach oraz w plenerze żądamy aby zasilane były napięciem z akumulatora "24 V" jak Autopilot lub mniejszym napięciem.
Zwróćmy uwagę że z rosnącym Uceo tranzystorów bipolarnych spada ich wzmocnienie i częstotliwość graniczna a rośnie napięcie nasycenia i co gorsza pojawia się quasi nasycenie oraz rośnie czas nasycenia. Szybkie monolityczne układy bipolarne muszą być zatem niskonapięciowe. Niskie napięcie zasilania nie powinno jednak pogarszać statycznej dokładności. Zatem rzecz wymaga analizy i stworzenia odpowiednich konfiguracji.
Niech będzie odwracający wzmacniacz OPA o wzmocnieniu -1 z dwoma identycznymi rezystorami. Szumy i dryfty OPA rosną z rezystancją ( ona też szumi ) ale malejąca rezystancja potencjalnie podgrzewa OPA co daje dryfty termiczne i zmniejsza skutkiem obciążenia wyjścia zakres napięcia wyjściowego. Zwykle stosuje się tą wartość rezystancji z przedziału 10-100 K. Oczywiście drogą optymalizacji można znaleźć optymalną wartość tej rezystancji. Tak jak każde optimum jest ono płaskie. Tam gdzie krytyczny jest pobór prądu dajemy większe wartości rezystorów ale bez mocnego odejścia od optimum.
Układy logiczne CMOS starej rodziny CD4000 pracują od napięcia zasilania 3 V (aż do 18 V ) ale mogą być w niektórych zastosowaniach za wolne. Nowoczesne układy rodziny 74HCXXx zgodne logicznie z serią TTL 74 gwarantują poprawną pracę w zakresie napięcia zasilania 2-6 V ale eksperymentalnie stwierdzono ze pracują (wolniej ) nawet z napięciem 1.5 V jednego ogniwa.
Znakomicie te układy nadają się do stabilnego przetwornika F/V ( do sieci energetycznej 50/60 Hz , układ pompy ładunkowej z układem 4066 ) w transmiterze zasilanym z dwuprzewodowej linii 4-20 mA lub detektora różnic faz napięć sieciowych (4046) do synchronizacji przez PLC / DCS generatorów synchronicznych.
Generator zbudowany z trzech inverterów CMOS (zbudowany z dwóch jest mniej stabilny i pobiera więcej prądu zasilania ) może być względnie stabilnym przetwornikiem C lub R sensora na częstotliwość F. Można stworzyć wiele wariacji schematów generatorów z użyciem inverterów / bramek CMOS. Można zaimplementować nieliniowość odwracająca trochę nieliniowość sensora.
Tradycyjnie część analogowa profesjonalnych urządzeń zasilanych z sieci energetycznej ma napięcia zasilania -15V / GND / +15V czyli razem 30 V. Zamiast dwóch prostowników pojemnościowych i dwóch regulatorów można dać jeden prostownik i regulator 30 V a poziom GND aktywnie stworzyć wzmacniaczem operacyjnym OPA D i dwoma identycznymi rezystorami ( umownie wartości 1 ) dzielnika (kwestia kondensatorów do dzielnika i na wyjściu OPA jest wyjaśniona dalej ). Okazuje się że w układach z OPA prąd stały jaki płynie z zasilacza do obwodu GND może być mały na tle prądów zasilania ! Niech dodatni sygnał wyjściowy ze wzmacniacza A będzie podany do odwracającego wzmacniacza B rezystorem R. Prąd z V+ płynie tranzystorem NPN w wyjściowym wtórniku OPA A i wyjściem poprzez R + r do tranzystora PNP we wzmacniaczu B do V-. Do GND płynie tylko znikomy prąd polaryzacji wejścia B. Ale gdy ten dodatni sygnał z A podano do nieodwracającego wzmacniacza C to w nim prąd z V+ poprzez r+ R płynie do GND. Ten prąd absorbuje tu OPA D dokonujący podziału napięcia i finalnie wpływa on do V- ! Czyli w układzie z aktywnym podziałem napięcia finalnie prąd przepływa od V+ do V- i korzystniejsze są / mogą być układy odwracające. Zatem wzmacniacz mocy powinien tu być mostkowy bowiem z podziałem napięcia, D też musi być wzmacniaczem mocy i sprawność układu mostkowego jest tu dwa razy wyższa.
Podział napięcia nie musi być idealny ponieważ istnieje tłumienie zmian napięć zasilania PSRR przez OPA. Uwaga – Na Powstały mętlik wokół pojęcia GND już zwrócono uwagę wcześniej ! To sygnałowe GND bywa czasem dla uniknięcia nieporozumień nazwane jako „signal reference” czyli SR.
Dla stabilności pętli sprzężenia zwrotnego OPA D dzielącego napięcie na pół istotna jest ESR kondensatora/ów na jego wyjściu. Z odpowiednimi kondensatorami układ jest stabilny ale można dodać odpowiednie środki stabilizacji (RC) gdy ESR jest niewłaściwe dla OPA. Nie zawsze potrzebne / rekomendowane są w dzielniku 1:1 i na wyjściu D dwa kondensatory. OPA mają z reguły silnie asymetryczne w stosunku do Vee i Vcc tłumienie PSRR ( ponieważ stopień wzmocnienia napięciowego w OPA z kompensacją Millera jest z reguły NPN i tłumienie PSRR dla Vee spada szybko w funkcji częstotliwości ) i najczęściej jest ono mniejsze dla ujemnego napięcia zasilania. W takiej sytuacji dajemy kondensatory tylko równolegle do dolnego rezystora w dzielniku 1:1 na wejściu wzmacniacza D i między GND a ujemne zasilania na jego wyjściu . Łatwo sprawdzić że tak właśnie jest w Autopilocie koncernu Raytheon. Dla stworzonego sygnałowego GND użyto tam właśnie nazwy „signal reference” Dla stabilizacji częstotliwościowej OPA N5/3 (oznacza to w układzie scalonym N5 trzeci OPA z czterech w nim ) na jego wyjściu dano rezystor R10. Rezystor ten polepsza też bezpieczeństwo OPA przy zwarciach. Dzielnik 1:1 z rezystorów 2 x 47 K zablokowano jednym kondensatorem C6 3.3 uF a na wyjściu OPA za R10 dano kondensator też 3.3 uF blokujący zasilanie systemu.
W prototypowym układzie odpowiedz skokową OPA dzielącego napięcie zasilania można łatwo sprawdzić oscyloskopem podając mały prostokątny sygnał wymuszający z generatora.
Pojemnościowe obciążenie OPA zawsze wymaga środków ostrożności.
Standardowe OPA mają wyjściowy wtórnik emiterowy. Już tylko sam ten wtórnik emiterowy obciążony pojemnościowo daje przerzuty w odpowiedzi skokowej.
W przypadku gdy OPA dzieli napięcie możemy chcieć aby sygnał zmiennoprądowy podany do „GND” - SR przez zasilany system zamknął się przez Cl a nie przez Rx i wyjście OPA bo to przecież powoduje pobór mocy zasilania. W takim wypadku rozwiązaniem jest duże Cl i Cf większy niż potrzebny do skasowania bieguna.
W systemie zasilanym z akumulatora 24V bez regulacji napięcia można identycznie prosto stworzyć sygnałowe GND na połowie tego niestabilizowanego napięcia zasilania i uzyskać zupełnie wystarczające napięcia "-+12" V.
W autopilocie koncernu Raytheon stabilizowane napięcie 15 V ( czyli +-7.5V w stosunku do „signal reference” ) jest wystarczające do zasilania OPA a zarazem napięcie 15V zasila układy CMOS rodziny CD4000 i współpraca OPA/komparatorów z logiką jest tu bardzo prosta bez żadnych układów dopasowujących!
Dla złożonego systemu elektroniki kondycjonera sensora prąd zasilania 4 mA ( a realnie mniejszy ) może być za mały. Stosując w dwuprzewodowym transmiterze pętli 4-20 mA stabilizator napięcia o bardzo małym spadku napięcia na jego wyjściu napięcie musi być mniejsze od 13 V. Można je regulatorem równoległym z użyciem OPA podzielić na dwa równe szeregowe napięcia 6.5 V. Ponieważ energia jest tu bardzo cenna można użyć do tego celu mikromocowego wzmacniacza programowalnego uA776 ( odpowiednik jest produkowany w ZSRR ) z ewentualnym komplementarnym wtórnikiem tranzystorów na wyjściu lub jednego OPA z czterech układów w obudowie LM324 lub TL064 /LF444.
Napięcia mogą też być podzielone nierówno o sumie <13 V. Przykładowo jedno z napięć może wynosić 5V i zasilać układ cyfrowy CMOS. Można też napięcia podzielić na trzy napięcia równe lub nierówne.
Można w podziale napięć dokładnie stabilizować tylko jedno napięcie a drugie tylko połowicznie równoległą diodą Zenera, najlepiej 6.2V. Tak jest w omawianym już wcześniej trzy tranzystorowym regulatorze napięcia 6.5 V z diodą Zenera 6.2V
Wybór napięcia tej równoległej diody jest bardzo mały. Tylko dioda Zenera napięcia 6.2 V ma już jednocześnie małą oporność dynamiczną i jeszcze małe szumy. Stabilizacja napięcia równoległą DZ 5.6V przy małych jej prądach będzie znacznie gorsza.
Zasilanie szeregowe wyprostowanym napięciem sieciowym bloków stosowane jest w tranzystorowo - scalonych odbiornikach TV ( polskie Uran, Cygnus, Neptun na licencji TFK ) i TVC z wysokonapięciowymi tranzystorem odchylania poziomego H-Out.
Wyjściowy sygnał Audio ze scalonego wzmacniacza IF i demodulatora fonii FM odniesiony jest do jego napięcia zasilania. Czyli ma on być najlepiej szeregowo od dołu połączony ze wzmacniaczem Audio który ma sygnał odniesiony do swojego dolnego ( to jego lokalne "GND") zasilania i górnego dla układu IF. Kolejność szeregowego połączenia w zasilaniu bloków jest więc bardzo istotna dla niezakłóconego przepływu sygnałów między nimi !
Późniejsze rozwiązanie z przetwornicą sieciową w TV i TVC pobiera jednak znacznie mniej mocy i jest ogólnie korzystniejsze ale droższe.
Wyprostowanym i odfiltrowanym napięciem 250 Vdc zasilane są szeregowo połączone systemy odchylania poziomego (145 V), stabilizator napięcia na nim (62 V a się zmienia wraz napięciem sieciowym ), odchylanie pionowe (29.3 V) a następnie równolegle połączone tory częstotliwości pośredniej i wzmacniacz mocy Audio (13.5 V).
Do stabilizacji użyto diod Zenera dla napięć -7V i 12 V.
Jeśli napięcia wszystkich sygnałów w dwóch szeregowo zasilanych blokach są odniesione do "połowy" całego podzielonego napięcia zasilania czyli przykładowo umownego lokalnego GND (signal reference ) to nie ma problemu z przepływem informacji między blokami przetwarzającymi sygnały. W przeciwnym razie przy różnych poziomach odniesienia sygnałów informacją może być prąd kolektora tranzystora Darlingtona ( Aby prądy emitera i kolektora były jak najbliższe sobie. Wzmocnienie tranzystorów małosygnałowych BC grupy C może przekroczyć 600 razy ale jest niestety mało stabilne cieplnie co może być niepożądane gdy wprowadza dryft ) lub lepiej prąd D lub S tranzystora JFet.
Wielofunkcyjny układ mikromocowy LM10 ( OPA + OPA z Napięciem odniesienia Bandgap 200 mV ) pracuje od napięcia zasilania 1.1 V. Większość układów OPA ogólnie pracuje zasilana napięciem >5V ale problem jest z zakresem wejściowego napięcia wspólnego common i zakresem napięcia wyjściowego.
Wymagana dokładność podziału napięcia nie jest duża. Napięciem referencyjnym jest częściej jedno z napięć i musi być ono stabilne.
W sensorze - transmitterze zasilonym z linii 4-20 mA z zasilaniem szeregowym (podziałem napięcia na „dodatnie i ujemne” ) systemu sensora można użyć miernika ICL7106 z wyświetlaczem LCD a jednocześnie zasilać mostek pomiarowy z PT100 czy inny mostek sensorów. Tu miernik z ICL7106 potrzebuje zaledwie 10 elementów RC ! Typowo przy trzech pomiarach na sekundę pobiera on jedynie 1 mA prądu zasilania. Zasilany jest tu pełnym napięciem. Powinno być ono mniejsze od 15 V. Najmniejsze napięcie z którym układ pracuje poprawnie wynosi 7V.
W odbiorniku TVC można zastosować taki podział napięcia dla wzmacniacza mocy Audio ale łączy się to z podwojeniem poboru mocy jako że z energetycznego punktu widzenia jest to wzmacniacz mostkowy ze sterowaną tylko jedną połówką mostka !
Na schemacie poniżej pokazano auto podział elastycznego napięcia zasilania na dwa napięcia symetryczne. Wzmacniacz TDA 2020 lub TDA2030 ( konstrukcja jak wzmacniacza operacyjnego ) pracuje w tym rozwiązaniu znakomicie ! Zaletą rozwiązania jest jeden prostownik czyli jedno uzwojenie transformatora SMPS, jedna szybka dioda prostownika i tylko jeden drogi specjalny kondensator prostownika SMPS o małej oporności ESR. Karkas transformatora SMPS ma ograniczona ilość wyprowadzeń. W tym zakresie napięć ESR kondensatorów elektrolitycznych spada z napięciem. Jest tylko jednak szybka, droga dioda prostownicza i spadek napięcia na niej.
Aranżacje układu wyprowadzono od Idei Wzmacniacza Różnicowego AC czyli Instrumentalnego. Każdy IA ma wejście różnicowe i wejście Uref. Przy zerowym wejściowym sygnał różnicowym na wyjściu IA jest napięcie Uref. Identyczne wejściowe dwójniki ( Dla wejść +i -. Zwykle są to tylko rezystory ) mają szeregową rezystancje r i pojemność C. Jeden z rezystorów R idący do Uref pokazano jako dwa równolegle połączone rezystory 2R.
Teraz zamiast Uref do jednego rezystora 2R dajemy napięcie zasilania dodatnie a drugiemu ujemne. Czyli Uref to połowa napięcia zasilania i takie napięcie będzie na wyjściu bez wejściowego sygnału różnicowego. Obciążenie OPA dołączmy do środka połączonych szeregowo kondensatorów zasilania C+ i C- jako stworzonego GND. Jeśli w wejściowym dwójniku do wejścia dodatniego OPA pominiemy rezystor r to tylko polepszy to tłumienie zakłóceń ale zmieni transmitancje systemu. Różnica napięć na kondensatorach to całka z prądu obciążenie (czyli na obciążeniu nie może być napięcia stałego i go nie ma bo całość zachowuje się jak filtr górnoprzepustowy ) i jest ona podana dwoma rezystorami 2R do wejścia nieodwracającego wzmacniacza.
System dynamiczny jest całkiem interesujący ale nie jest to miejsce na szczegółową jego analizę.
Kreacje aranżacji dla wzmacniacza stereofonicznego zostawiamy czytelnikom. Oczywiście kondensatory zasilania C+ i C- są wspólne i nie można zastosować dwóch niezależnych wejściowych filtrów ( nieidentyczne pary rezystorów 2R dla dwóch kanałów ) RC ponieważ z powodu różnic oporności wyznaczane byłyby różne podziały napięć i przez głośniki płynąłby zbędny różnicowy prąd stały.
Dla zmniejszenia prądu zmiennego o niskich częstotliwościach płynącego do GND (i niepożądanych spadków napięć ) faza sygnału jednego kanału stereofonicznego jest odwrócona a ponownie odwrócona odwrotnym dołączeniem biegunowości głośnika. Przy sygnale monofonicznym wzmacniacze faktycznie pracują w układzie mostowym. W sygnale stereofonicznym sygnały o małych częstotliwościach są takie same w obu kanałach. Stąd własności tego układu stereofonicznego są znakomite co praktycznie sprawdzono oscyloskopem i odsłuchem. Subiektywnie oceniana moc wyjściowa jest bardzo duża.
Gdy stereofoniczny sygnał Audio procesowany jest cyfrowo przez DSP odwrócenie fazy o 180 deg to tylko zmiana znaku jednego ze współczynników wzmocnienia lub skalowania w programie czyli beznakładowa.
Uzwojenie na transformatorze SMPS TVC do zasilania wzmacniacza mocy Audio celowo wykonujemy z dużą indukcyjnością rozproszenia co jest tu bardzo łatwe. Co prawda wyprostowane napięcie zasilania będzie elastyczne ale nie będzie zakłóceń w obrazie. Rozwiązanie jest znakomite do przyszłego luksusowego odbiornika TVC z dźwiękiem klasy Hi-Fi.
Układ sprawdzono praktycznie i działa on wyśmienicie !
Krajowe scalone wzmacniacze Audio rodziny UL1496-1498 mogą pracować w typowych aplikacjach z głośnikiem dołączonym typowo do GND lub dołączonym do zasilania ( bez elementów Booststrap ) zachowując tłumienie tętnień ( kondensator filtru dolnoprzepustowego na nóżce nr 2 jest różnie dołączony. Raz do GND a raz do Vc ) napięcia zasilania na poziomie 37 db.
W tym drugim rozwiązaniu oszczędnościowym unika się opornika i kondensatora Bootstrap. Bez kondensatora do pinu 2 na wyjściu jest połowa napięcia zasilania także z połową tętnień i o to chodzi ! Ale jak zawsze z elastycznym zasilaniem asymetrycznym jest problem z połówkowym napięciem "stałym" na wyjściu wzmacniacza. Z elastycznym zasilaniem i mocną filtracją dolnoprzepustową tętnień (tu pin 2 ) dla uzyskania maksymalnej mocy trzeba - można przesunąć napięcie z katalogowego 0.5 do poziomu circa 0.37 ( w zależności od elastyczności czyli oporności statycznej i dynamicznej zasilacza jest to 0.31 – 0.4 ) napięcia zasilania. Ale można bez filtracji kondensatorem na pinie 2 zastosować dwa kondensatory wyjściowe jednocześnie szeregowe dla zasilania, tak jak to kiedyś robiono we wzmacniaczach bez transformatora wyjściowego ale z transformatorkiem sterującym tranzystory mocy tej samej przewodności ! Tłumienie tętnień zasilania zależy od różnic pojemności tych kondensatorów elektrolitycznych.
Zaletą rozwiązania jest największa możliwa do uzyskania moc wyjściowa przy dynamicznie zmieniającym się napięciu zasilania, tak jak przy symetrycznych zasilaniach. Ilość kondensatorów w układzie jest niezmienna dlatego że odpadł kondensator filtrujący tętnienia na nóżce nr 2 układu scalonego.
Oczywiście kondensator wyjściowy ma dużo większą pojemność niż kondensator na pinie 2 ale biorąc pod uwagę to że na całkowity koszt zastosowania elementu składa się cena elementu ( także z biurokratycznym kosztem zamówienia i logistyką ), koszt miejsca na PCB i koszt montażu, przyrost kosztu jest marginalny.
Zauważmy że przy dwóch kondensatorach wyjściowych przez sztywny zasilacz płynie tylko co najwyżej połowa impulsu prądu obciążenia - zasilania rozwiązania z jednym kondensatorem wyjściowym a przez zasilacz elastyczny jeszcze mniej !
Pojemność małych kondensatorów elektrolitycznych ma dużą tolerancje produkcyjną. Natomiast praktyczne sprawdzenie pojemności kondensatorów znacznej pojemności w zakresie 470-2200 uF prowadzi do wniosku że pojemności te w serii produkcyjnej różnią się niewiele. Ponieważ oba kondensatory pracują w identycznych warunkach ( średnio w życiu ich obciążenie dynamiczne nagrzewającym je prądem zmiennym na ESR jest znikome ) to identycznie powinny zachodzić procesy ich starzenia czyli utraty pojemności i zwiększenia ESR.
Tętnienia nie są słyszalne co jest argumentem ostatecznym. Nie ma także powolnych ruchów membrany głośnika według filtrowanej obwiedni zmian napięcia zasilania.
wewnętrznej. Są to więc źródła elastyczne i uwagi powyżej mają pełne zastosowanie.
Literatura
1.Mikromocowe generatory z użyciem bramek i inverterów CMOS
2.Mikromocowe detektory fazy i synchronizacji
Cwiczenia.
1.Wtórnik emiterowy pracuje ze 100% ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Małosygnałowa odpowiedź wtórnika emiterowego na skok mocno zależy od charakteru obciążenia i charakteru sterującego go źródła (Półprzewodnikowe układy impulsowe i cyfrowe, J.Baranowski, WNT 1976, strony 220-229). Ponieważ parametry tranzystora zależą mocno od Ic i Uce mają on też wpływ na odpowiedź wtórnika. Przy obciążeniu pojemnościowym impedancja wejściowa wtórnika w funkcji częstotliwości może mieć niestałą ujemną część rzeczywistą czyli oporność co w ekstremalnej sytuacji prowadzi do powstania generatora. Podanie sygnału do bazy wtórnika poprzez rezystor uspokaja wtórnik ale go spowalnia i ogranicza dynamikę co jest bardzo niepożądane. Przy ustalonej impedancji sterującej przy rosnącej pojemności obciążenia początkowo przerzut odpowiedzi na skok rośnie a następnie spada. Tak samo jest z odpowiedzią częstotliwościową
Gdy opadający dla tranzystora NPN skok jest za duży ( czyli odpowiedź jest wielkosygnałowa ) tranzystor zostaje odcięty i odpowiedź staje się bardzo wolna. Bardzo użyteczny jest program program symulacyjne Microcap i proste układy eksperymentalne. Wtórnik mocy zawsze jest komplementarny.
A.Dla podanego typu tranzystora (szczegółowe parametry w katalogu i w bibliotece programu ) oraz punktu pracy Ice, Uce oraz sterującej impedancji oraz impedancji obciążenia zbadaj zgodność symulowanej odpowiedzi częstotliwościowej i skokowej z układem eksperymentalnym a w szczególności wielkość przerzutu i podniesienia odpowiedzi częstotliwościowej
Sprawa gwałtownie komplikuje się przy kaskadzie dwóch wtórników emiterowych czyli dwustopniowym wtórniku.
W przypadku wtórnika emiterowego trójstopniowego sytuacja wydaje się beznadziejna. Autor stworzył jednak przybliżoną ale jednak dość dokładną metodę wyliczenia wartości stabilizującego rezystora w bazie ostatniego tranzystora wtórnika oraz równoległego dwójnika RC w szereg z bazą środkowego tranzystora dla zadanej pojemności sterującej i rezystancji obciążenia oraz przerzutu.
Program Microcap i eksperyment pokazują jak trudne jest eksperymentalne znalezienie tych optymalnych wartości.
B.Za pomocą programu Microcap potwierdź optymalne wartości elementów do korekcji trójstopniowego wtórnika emiterowego i potwierdź trudność w znalezieniu tych wartości.
2.Typowy obecnie wzmacniacz operacyjny ma za różnicowym stopniem wejściowym stopień napięciowy o dużym wzmocnieniu w układzie Darlingtona lub quasi Darlingtona (kolektor pierwszego tranzystora na podane zasilanie a nie jest połączony z C drugiego ) i wyjściowy wtórnik emiterowy. Ustalenie charakterystyki częstotliwościowej impedancji wyjściowej OPA tego systemu nie jest proste ! Mocni w matematyce autorzy radzieccy jednak wyprowadzili stosowne wzory ( Operacjonnyje usilitieli. Teoria i projektirowanie. D.J. Połonnikow. Energoatomizdat, Moskwa 1983 ). Oczywiście, niestety to nie jest rezystancja.
3.Postępowanie z destabilizującym OPA obciążeniem pojemnościowym jest trudne.
Odpowiedz skokowa OPA w konfiguracji o wzmocnieniu 1 czyli wtórnika pogarsza się wraz z rosnącą pojemnością ( bez ESR !) obciążenia. W przypadku OPA z zewnętrzną kompensacją można go przekompensować co daje pewną poprawę odpowiedzi. OPA LM301 (=ULY7701 Cemi) z kompensującą charakterystykę dla wzmocnienia 1 ( praktycznie zawsze jest stosowana mniejsza pojemność ) pojemnością 30 pF z obciążeniem 0.22 uF jest niestabilny ! Przekompensowany pojemnością 50 pF jest stabilny ale pokazana odpowiedź skokowa jest paskudna z przerzutem 110 %. Fala prostokątna czyli skoki mają celowo małą małosygnałową amplitudę +-40 mV czyli jeszcze w zakresie liniowym wejściowego stopnia różnicowego.
C.W układzie eksperymentalnym z wybraną pojemnością obciążenia Cl i rezystorem Rx potwierdź optymalną wyliczoną wartość kondensatorka Cf wprowadzającego kasujące biegun Zero.
D.Dla znanych parametrów kilku kondensatorów elektrolitycznych określ odpowiedz OPA w konfiguracji wtórnika po ich dołączeniu (włożeniu w podstawę) do wyjścia OPA. Oczywiście przed złączeniem układu testowego.
6.Tam gdzie zasilany system do uzyskanego Signal Reference doprowadza znaczny prąd zmienny możemy chcieć aby prąd płynął do GND kondensatorem a nie wyjściem OPA bowiem to szkodliwie powiększa pobór prądu czyli mocy zasilania. Tak postąpiono w układzie autopilota Raytheon. Odbywa się to kosztem powiększonej impedancji Signal Reference. Potrzebny jest więc umiar i kompromis. Widoczna jest konfiguracja jak w pewnym aktywnym filtrze dolnoprzepustowym RC.
E.Jaka jest tu częstotliwość odcięcia i dobroć Q tego”filtru”. Jaka jest w funkcji częstotliwości impedancja wyjściowa Signal Reference.
Bardzo interesujące ale okropnie trudne tematy.
OdpowiedzUsuńWitam. Rzekomo nauka jest coś warta gdy przychodzi z bólem.
UsuńBardzo to jest skomplikowane ale warte analizy.
OdpowiedzUsuń