Archiwum - SENSORY 30

Archiwum - SENSORY 30

Sensory elektrometryczne...

Obszernie temat sensorów elektrometrycznych potraktowano w:

Norton , H.: Sensor and Analyser Handbook, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1982.

Fragment spisu treści:

„Conductivity sensor

pH sensor

ORP Redox sensor

Specific ion sensor

Coulometric sensor

Polarographs sensor

Electrometric gas analyser”

Elektrometryczne są wszystkie komory jonizacyjne i sensory neutronów.

Napięcie wyjściowe elektrometrycznych sensorów gazu jest proporcjonalne do zawartości mierzonego gazu. W podgrzewanym sensorze gazu elektroda pomiarowa jest zoptymalizowana do utleniania lub redukcji mierzonego gazu. Sygnał wyjściowy jest proporcjonalny do nasilenia reakcji Redox

Sensory elektrometryczne stosuje się w systemie „Blood Gas Analyser” do oznaczania niektórych parametrów krwi pacjenta

Chromatografia gazowa jest stosunkowo nową dziedziną wiedzy i praktyki. Brytyjski chemik Archer Martin razem z Richardem Synge zdobyli w 1952 Nagrodę Nobla w chemii za odkrycie chromatografii cząstek. Sama idea chromatografii znana jest od początka wieku ale dopiero w latach pięćdziesiątych wzbudziła większe zainteresowanie.

Cały czas powstają nowe detektory - sensory do chromatografów i z pewnością nie powiedziano jeszcze ostatniego słowa w tej dziedzinie. Nowe chromatografy są coraz bardziej zautomatyzowane i skomputeryzowane.

Podstawowymi systemami każdego chromatografu są:

- system dozowania ( pobranej ) próbki, który może być bardzo rozbudowany i zautomatyzowany

- sterowany dokładny piec

- kolumna chromatograficzna

- detektor lub detektory

Obecnie chromatograf współpracuje z komputerem PC a dawniej podawał sygnał analogowy do rejestratora.

Chromatografia gazowa jest wygodną i wydajną metodą analizy mieszanin związków chemicznych. Można nią także ocenić czystość substancji.

Chromatografię gazową stosuje się w laboratoriach naukowych, przemysłowych i medycznych. Chromatograf jest niezbędny w zaawansowanym laboratorium petrochemicznym, farmaceutycznym, kosmetycznym, spożywczym i ochrony środowiska.

Nietrudno zauważyć że nowoczesny Chromatograf jest tam gdzie zarabia się już duże pieniądze a przyszłość tych dziedzin wygląda różowo.

Na podstawie zanieczyszczeń detalicznie rozprowadzanych narkotyków w USA określa się z którego zagranicznego przestępczego laboratorium pochodzą narkotyki. Rząd USA bez ceregieli,nie przejmując się prawem międzynarodowym, wysyła tam potajemnie samolot wielozadaniowy lub helikopter i dokonuje małego precyzyjnego bombardowania lub wysyła tam helikopterem komandosów na akcje likwidacyjną lub opłaca lokalną agenturę która morduje bosów narkotykowych.

Chromatografia gazowa wymaga użycia bardzo małej ilości analizowanej substancji co jest czasem sporą zaletą.

Elementami wykonawczymi w chromatografie są ( w zautomatyzowanym pobieraniu próbek silniki krokowe), pompy, zawory, grzejniki, solenoidy, transformatory zapłonowe.

Do załączania organów wykonawczych na napięcie sieciowe lub niższe bardzo użyteczne są triaki sterowane optotriakami serii MOC3040 w obudowie DIP6 załączanymi w zerze napięcia sieciowego. Operacja załączania i wyłączania są praktycznie bezzakłóceniowe jako że dokonywane są przy małym napięciu na triaku a dodatkowo przy małym napięciu reakcja triaka jest spowolniona. Regulacja grupowa mocy grzałki nie powinna zmniejszyć pasma pętli regulacji temperatury.

Należy wykluczyć użycie generujących silne zakłócenia przekaźników stykowych.

Używane są standardowe sensory temperatury PT100 i termopary.

Najważniejszymi i najtrudniejszymi częściami każdego chromatografu gazowego są detektory – sensory i ich interfejsy a zwłaszcza wzmacniacze elektrometryczne. Właśnie wzmacniaczom poświęcony jest niniejszy papier.

W chromatografach stosowane są Detektory Jonizacyjne:

-FID, Flame Ionisation Detector. Strumyczek gazu nośnika ( często azot ) z gazem badanym wprowadzany jest do małej komory jonizacyjnej gdzie do małej dyszy doprowadzony jest spalany wodór i tlen lub powietrze. Po zapaleniu płomyczka zapłonnikiem następuje jonizacja skutkującą przepływem małego prądu mocno zależnego od składu badanej substancji. Między elektrodami detektora utrzymywane jest stabilne napięcie rzędu 100-300Vdc o stałej lub przełączanej biegunowości. Prąd wyjściowy ( najczęściej o jednym znaku ) detektora jest doprowadzony do wzmacniacza elektrometrycznego. Ogólna idea realizowana jest na wiele sposobów. Elementem interface sensora jest też zapłonnik.

-PID, Photo Ionisation Detector. Strumyczek gazu nośnika ( często azot ) z gazem badanym wprowadzany jest do małej komory jonizacyjnej gdzie jest mocno oświetlany krótkofalowym ( 10-400 nm ) jonizującym promieniowaniem ultrafioletowym UV. Następuje jonizacja skutkującą przepływem między elektrodami detektora małego prądu mocno zależnego od badanej substancji. Między elektrodami detektora utrzymywane jest napięcie rzędu 100-300Vdc. Prąd wyjściowy detektora jest doprowadzony do wzmacniacza elektrometrycznego. Ogólna idea realizowana jest na wiele sposobów. Lampa UV zasilana jest napięciem stałym 600-2000V lub napięciem o częstotliwości radiowej podanym do elektrod na lampie lub do cewki generującej pole magnetyczne w lampie. Wysiłki idą w kierunku minimalizacji mocy konsumowanej przez lampę UV jako że przenośny, zasilany bateryjnie przyrząd z sensorem PID może służyć do badania zanieczyszczeń atmosfery i nie tylko.

-ECD, Electron Capture Detector. W tym detektorze jonizacji gazu w komorze jonizacyjnej dokonuje promieniowanie radioaktywnego Niklu-63.

N.B. Znanych jest 17 radioizotopów niklu. Najtrwalszy nikiel-59 ma okresie półrozpadu 76 000 lat, nikiel-63 100 lat, nikiel-56 – 16,6 roku. Inne radioizotopy niklu mają czas półrozpadu mniejszy niż 60 godzin a większość ma okres półtrwania krótszy niż 30 sekund.

Nikiel-59 znalazł zastosowanie w geochemii izotopowej. Służy do ustalenia ziemskiego wieku meteorytów i określania zawartości pozaziemskiego pyłu w lodzie i osadach.

Komora jonizacyjna jest nagrzewana do regulowanej temperatury. Sygnał wyjściowy podany jest do wzmacniacza elektrometrycznego. System sprzężeniem zwrotnym podaje na jedną elektrodę detektora krótkie impulsy o wybieranej amplitudzie do 30V i szerokości 0.1-1 usec o częstotliwości proporcjonalnej do aktywności wychwytu elektronów.

 

-NPD, Nitrogen Phosphorus Detector. Idea pracy jest podobna jak w FID. Do strumyczka gazów wypływających z kolumny chromatograficznej dodaje się w komorze detektora wodór i tlen lub powietrze.

Na powierzchni ceramicznego katalizatora z metalami alkalicznymi, ogrzewanego do temperatury 600−800C, powstaje warstwa plazmy.

Do elektrody w komorze podawane jest napięcie polaryzacji do 100V i odbierany jest prąd wyjściowy do wzmacniacza elektrometrycznego.

N.B. Komora jonizacyjna pobiera znikomy prąd ze źródła napięcia zasilającego 100-300V. Generalnie nowocześniejsze detektory wymagają mniejszych napięć z podanego zakresu, zdarza się że mniejszych od 100V.

Konstrukcja odpowiedniego stabilnego zasilacza może być kłopotliwa. Szczególnie należy zważać na zakłócenia wytwarzane przez transformator i przebiegi z niego o znacznych napięciach.

Koncern Hewlett - Packard stosuje generator tranzystorowy w układzie Meisnera z transformatorkiem ( wymagana doskonała izolacja ) małym toroidalnym rdzeniem ferrytowym pracujący na częstotliwości 2 MHz i dwa powielacze napięcia dla znaku dodatniego i ujemnego napięcia wyjściowego.

Równolegle połączone bufory / invertery CMOS 4049 / 4050 można zasilić napięciem18V i wyjściowy sygnał prostokątny podać do diodowego powielacza napięcia. W ten sposób bez problemu uzyskamy napięcie ponad 100Vdc. Zaletą rozwiązania jest także brak transformatorka, jakże kłopotliwego i drogiego przy jednostkowej produkcji. Przy montażu obustronnym w technologi SMD zajęte na PCB miejsce może być małe

W fizyce i przemyśle jądrowym szeroko stosuje się detektory promieniowania jonizującego. Sygnał elektryczny pierwotnie generowany w detektorach promieniowania jonizującego jest przypadkowym ciągiem impulsów prądowych. Każdy impuls odpowiada elementarnemu aktowi detekcji. Ładunek impulsu odpowiada energii promieniowania. Impulsy mogą być wzmacniane wzmacniaczami szerokopasmowymi lub można mierzyć wartość średnią prądu wyjściowego ( jak w chromatografach ), która może być bardzo mała.

Sensory / detektory o dużej lub ogromnej rezystancji wewnętrznej dające bardzo mały prąd wyjściowy współpracują ze wzmacniaczami elektrometrycznymi. Takie sensory o małej i średniej dokładności miewają wbudowany wtórnik na tranzystorze JFet o bardzo małym upływie bramki co ułatwia budowę systemu z tymi sensorami.

W konstrukcji wzmacniacza – interfejsu dla bardzo małych prądów trzeba zachować daleko idącą ostrożność w wyborze materiałów izolacyjnych ( i ich konkretnej jakości od konkretnego dostawcy ) pamiętając o rezystywności objętościowej izolatora, efekcie tryboelektrycznym, odporności na powierzchniową absorpcję wody gwałtownie zwiększającą upływ i efekt piezoelektryczny. Do ewentualnego przesyłania sygnału ( odległość musi być jak najmniejsza, najlepiej jest go nie przesyłać a integrować wzmacniacz z sensorem ) trzeba użyć specjalnego kabla o podwójnym ekranie i specjalnych złącz.

Poniżej fragment z „Data Sheet” układu AD549 firmy Analog Devices:

„Other guidelines include keeping the circuit layout as compact as possible and keeping the input lines short. Keeping the assembly rigid and minimizing sources of vibration reduces triboelectric and piezoelectric effects. All precision, high impedance circuitry requires shielding against interference noise. Use low noise coaxial or triaxial cables for remote connections to the input signal lines.

Table 3. Insulating Materials and Characteristics

Material	Volume Resistivity (V to CM)	Minimal Triboelectric Effect	Resistance to Water Absorption	Minimal Piezoelectric Effect
Teflon	10e17 to 10e18	W	W	G
Kel-F®	10e17 to 10e18	W	M	G
Sapphire	10e16 to 10e18	M	G	G
Polyethylene	10e14 to 10e18	M	G	M
Polystyrene	10e12 to 10e18	W	M	M
Ceramic	10e12 to 10e14	W	M	W
Glass Epoxy	10e10 to 10e17	W	M	W
PVC	10e10 to 10e15	G	M	G
Phenolic	10e5 to 10e12	W	G	W

G: good with regard to property; M: moderate with regard to property; W: weak with regard to property”

N.B Skutecznym sposobem ograniczenia upływu powierzchniowego, także w układach scalonych i na płytkach drukowanych PCB jest pierścień ochronny.

Z tabeli wynika że użycie laminatu papierowo-fenolowego w płytce drukowanej PCB jest wykluczone ale płytka drukowana szklano - epoksydowa może być źródłem zaskoczenia i problemów bowiem jej jakość izolacyjna bardzo zależy od dostawcy a nawet partii produkcyjnej. Przybliżony pomiar prądu upływu między ścieżkami płytki drukowanej PCB nie jest specjalnie trudny ale zabiera trochę czasu.

Autor ze zdumieniem stwierdził że użyty do konstrukcji układu testowego przewód ekranowany ma silny efekt tryboelektryczny i absorbuje wodę a płytka drukowana ma wielki upływ ! Zminiaturyzowano więc elektrometryczny logarytmiczny ( i regulowany eksponencjalny ) wzmacniacz do fotodiody wykonany na układzie CA3140 i kabel stał się zbędny. Piny fotodiody, wejścia układu scalonego i kolektora logarytmującego tranzystora połączono w powietrzu ! Emisja ciepła przez układ CA3140 przy całkowitym zasilaniu 5V jest znikoma.

Rezystory o wartości wielu GOhm są nietypowe, nie ma ich w normalnej światowej sieci dystrybucji, są mikroprodukcją. Mają szalone ceny. Należy z nimi postępować bardzo ostrożnie, nie wolno ich dotknąć gołą dłonią aby nie zanieczyścić powierzchni solą i nie spowodować upływu. Nieumiejętne, zbyt „brutalne”, wygięcie końcówki może uszkodzić rezystor albo zmienić jego wartość. Rezystory te mają duże szumy i są niestabilne.

Lampa elektronowa do wzmacniacza elektrometrycznego pracowała w warunkach zapewniających płynięcie bardzo małego prądu siatki. Prąd siatki ma składową elektronową i jonową. Składowe prądu jonowego dokładnie zidentyfikowano już przed wojną. Zwykła mała lampa ma w normalnym punkcie pracy przy ujemnym napięciu siatki prąd siatki w granicach 1e-8 ...1e-9 A. Typowa lampa elektrometryczna jest tetrodą z siatką ekranowaną od strony katody ( tak zwana ciemna katoda ) dla eliminacji jonów choć produkowane też bezpośrednio żarzone triody elektrometryczne. Lampa jest celowo niedożarzona, pracuje z małym napięciem anodowym rzędu 5-10V i małym prądem anody. Ma małe wzmocnienie napięciowe i pod tym względem lepsze są pentody elektrometryczne. Przy starannej izolacji specjalnej lampy uzyskiwano prąd siatki w granicach 0.01-10 pA. Stałe napięcie żarzenia jest stabilizowane. Nie do pomyślenia jest żarzenie zmiennym napięciem sieciowym 50 Hz. Firmy amerykańskie i niemiecki koncern AEG niedrogie dedykowane lampy elektrometryczne produkowały od lat trzydziestych - czterdziestych do sześćdziesiątych. Były one naśladowczo produkowane w NRD, Czechosłowacji i w Polsce a w ZSRR są one nadal produkowane co jest śmiesznym anachronizmem. Są one stosowane w radzieckich radiometrach i rentgenometrach będących kopia amerykańskich urządzeń sprzed dekad. Układ jest w nich zmontowany na niskoupływnej płytce z plexi czyli polimetakrylanu metylu ! Użyto w nim rezystorów o wartości 68 GOhm i 680 MOhm.

Najpopularniejszym zastosowanie takiej lampy elektrometrycznej był miernik pH. Oprócz sensorów pH produkowanych jest ponad 20 rodzajów elektrod jonoczułych dla mierzenia aktywności jonów: Na+, K+, Ca++, Cu++, CN-, Hg++, Br-, Cl-,NH4+, SCN-, F-, I-. Wszystkie te sensory podobnie jak sensor pH ( budowa ich wszystkich jest podobna ale użyte są różne substancje ) dają sygnał o dużej lub bardzo dużej oporności wewnętrznej i sygnał ten zawsze jest mocno zależny od temperatury. Tak więc zawsze równolegle mierzona jest temperatura otoczenia lub mierzonego płynu.

Lampa „elektrometryczna” na duży dryft napięcia wejściowego i szumy. Absolutnie nie spełnia dzisiejszych wymagań. Poza tym jest kłopotliwa aplikacyjnie, duża i względnie droga oraz mało trwała. Lampy elektrometrycznej nie wolno dotknąć gołą dłonią bowiem osadzone na szkle sole dają upływ. Szkło bańki lampy jest wysokiej jakości.

Mały prąd polaryzacji miały modułowe wzmacniacze parametryczne z diodami pojemnościowymi modulatora ( varicap / varactor ) pracujące według zmodyfikowanej idei wzmacniacza z przetwarzaniem. Wcześniej stosowano zamiast diod pojemnościowych modulowane mechanicznie ( częstotliwość modulacji 500 – 5000 Hz ) kondensatory dynamiczne. Do dwóch diod pojemnościowych w przeciwfazie podane jest z generatora napięcie zmienne o napięciu circa 100 mV ( im jest większe tym większa jest sprawność przetwarzania napięcia stałego na wyjściowe napięcie zmienne ale zbyt duże napięcie powoduje pojawienie się prądu przewodzenia diod ) częstotliwości około 100 KHz i wejściowe napięcie stałe. Napięcie zmienne z rozbalansowanego układu diod pojemnościowych modulatora podano do wzmacniacza tranzystorowego i detektora synchronicznego. Układ musi być ekranowany aby radiostacje długofalowe nie spowodowały zakłóceń. Z racji użycia detektora fazowego przesuniecie fazowe wzmacniacza musi być bliskie zeru i takie jest w pokazanym układzie

Szumy tych wzmacniaczy były jednak dość duże a pasmo bardzo wąskie. Wzmacniacze były duże i drogie. Poniżej dwa samo-objaśniające się schematy wzmacniaczy elektrometrycznych.

W pierwszym względnie prostym schemacie do dwóch szeregowo połączonych varicapów doprowadzono w przeciwfazie z generatora dwa napięcia zmienne 100mV o częstotliwości 100KHz. Sygnał z modulatora wzmocniono w pięcio tranzystorowym wzmacniaczu i podano transformatorkiem do diodowego detektora fazy.

W drugim bardziej skomplikowanym ( rzekomo lepszym ale zdaniem autora nieudanym ) rozwiązaniu podano większe napięcie zmienne około 200mV do varicapów modulatora i ujemnie spolaryzowano varicapy aby nie wchodziły w przewodzenie. Ma to na celu polepszenie sprawności przetwarzania napięcia stałego na zmienne. Użycie selektywnego wzmacniacza jest niezrozumiałe jako że użyty jest detektor fazowy eliminujący z filtrem za nim zakłócenia. Użyte wzmacniacze operacyjne zupełnie nie nadają do wzmacniania długofalowego sygnału radiowego toteż zastosowano niską częstotliwość sygnału z generatora co pogarsza własności. Z pewnością elektronika takiego wzmacniacza zostałaby scalona ale wyszły one z użytku.

Modułowe, hybrydowe i w końcu monolityczne wzmacniacze operacyjne z wejściowym stopniem bipolarnym miały bardzo duży prąd wejściowy. Dość szybko podjęto produkcje raczej nieudanego wzmacniacza monolitycznego z wejściowymi tranzystorami JFet typu uA 740 - w tamtej technologi parametry wejściowych tranzystorów JFet były mierne.

Kilka słów wyjaśnienia o złączowych polowych tranzystorach JFet.

Prąd polaryzacji ( bez prądu nadmiarowego o czym dalej ) bramki złączowego tranzystora polowego podwaja się przy przyroście temperatury co 10C i jest proporcjonalny do powierzchni tranzystora. Silnie rośnie wraz ze znacznym prądem i napięciem drenu.

Z fizyki działania tranzystora JFet wynika że widmowa gęstość napięcia szumów maleje wraz z powierzchnią tranzystora i rosnącym do pewnej wartości prądem pracy.

Do współpracy z nisko - impedancyjnym źródłem sygnału ( czyli przeciwieństwo sensora elektrometrycznego ) koncern Toshiba produkuje tranzystor polowy 2SK170 o dość dużej powierzchni mający przy częstotliwości 1 KHz gęstość napięcia szumów poniżej 0.95nV/pHz przy prądzie drenu powyżej 1 mA a więc mniejszą niż wiele tranzystorów bipolarnych !

Przy źródle sygnału o oporności z przedziału kilkaset omów do 100 KOhm przy częstotliwości 1 KHz przy prądzie drenu 1 mA współczynnik szumów tranzystora 2SK170 wynosi blisko 0 db ! Niestety w tranzystorach JFet silne są szumy 1/F ale znacznie słabsze niż w Mosfetach. Z racji dużej powierzchni tranzystora pojemność bramki tranzystora 2SK170 Ciss wynosi aż 30 pF. Tranzystor więc musi być często użyty w konfiguracji kaskodowej z tranzystorem bipolarnym co jednak nie powiększa zauważalnie szumów.

Extra prąd bramki z jonizacji zderzeniowej w tranzystorze JFet. Prąd bramki każdego tranzystora JFet ( a w tym pokazanego 2SK170 ) dodatkowo (ponad normalną upływność bramki ! ) bardzo silnie rośnie wraz prądem i napięciem drenu. Prąd może przybierać rozmiary katastrofalnie wielkie. W tranzystorach P-JFet efekt ten jest znacznie mniejszy.

W ogólności sensory - źródła sygnału mają oporność z przedziału 1 – 10e12 Ohma. Optymalny dla źródeł sygnału o wielkiej oporności / impedancji tranzystor JFet musi mieć ( bardzo ) małą powierzchnie. Musi pracować z małym prądem drenu i przy umiarkowanych napięciem drenu. Tranzystor taki dla źródeł o średniej i małej oporności będzie miał duży poziom szumów. Nie ma więc uniwersalnych tranzystorów JFet i wzmacniaczy operacyjnych z nimi !

W zakresie małych częstotliwości tranzystory P-JFet i P-MOSFet mają mniejsze szumy niż typy N.

Wejściowy różnicowy stopień bipolarny ma temperaturowy dryft napięcia niezrównoważania 3.3uV/1 mV. Wynika ono m.in z różnic powierzchni tranzystorów pary różnicowej i różnic oporności rezystorów kolektorowych lub równoważnej asymetrii wyjściowego lustra prądowego. Stosując m.in wysokorozdzielczą technologie i względnie duże tranzystory stopnia różnicowego można niezrównoważenie i jego dryft mocno zredukować. Można je też w końcowym procesie w odpowiedniej technologii produkcji trymować laserowo.

NB. Układ taniego sensora temperatury LM335 ma wyjściowe napięcie proporcjonalne do temperatury w skali Kelwina ze stałą 10 mV/K. Iloraz powierzchni tranzystorów różnicowej pary użytej w nim jako sensor temperatury jest duży.

Napięcie niezrównoważenia pary różnicowej tranzystorów JFet jest w tej samej technologi produkcji kilkanaście razy większe niż pary bipolarnej. Z czego to wynika ?

Współczynnik At temperaturowej zmiany napięcia bramki JFet wyrażony z mV/K związany jest ze zmianami potencjału kontaktowego i ruchliwości nośników większościowych.

At = -2.2 + 0.0035 ( Up - Ugs)

Gdzie Up jest napięciem odcięcia bramki. Dla napięcia Ugs=Up-0.63V współczynnik At =0.

Dla egzemplarza popularnego tranzystora polowego BF245A napięcie odcięcia ( dla pradu drenu 10 nA )wynosi circa Up=1.83V. Dla napięcia Ugs=1.83 – 0.63=1.2V prąd drenu nie zależy od temperatury ( tego należy się spodziewać z wykresu ) co jest zgodne z teorią fizyczną ! Ale dla wejściowego stopnia różnicowego prąd drenu (ca 650uA) jest wtedy zdecydowanie za duży. Dla mniejszych ( co do wartości bezwzględnej ) napięć bramki prąd drenu spada z temperaturą a dla większych rośnie.

Różnica napięć Up i Ugs przy takim samym prądzie Id w punkcie pracy monolitycznej pary tranzystorów JFet jest co najmniej o rząd wielkości większa niż dla pary różnicowej. Zatem aby uzyskać mały dryft napięcia pary różnicowej tranzystorów JFet muszą one być jak najbardziej identyczne co zapewnia tylko właściwa technologia produkcji.

Taki sam współczynnik At oba tranzystory polowe pary mają przy różnych prądach drenu !

NB. Różne „optymalne” prądy drenu powodują różne nagrzewanie tranzystorów pary do daje wtórny dryft. Jest on między innymi minimalizowany utrzymywaniem małego i stałego napięcia Uds tranzystorów przy zmianie napięcia wspólnego.

Zatem zerując dryft napięcia Fetów pary różnicowej poprzez zmiany prądów drenów (trymowanie rezystorów drenowych lub lustra prądowego ) tranzystorów zmieniamy napięcie niezrównoważenia to znaczy je zwiększamy co jest negatywne lub zmniejszamy co jest pozytywne ! Prądy źródeł muszą być bardzo dokładnie stabilizowane. Dobrze jeśli prąd pracy tranzystorów wypada blisko zerowej wartości współczynnika At.

Znane są od 1974 roku rozwiązania układowe wzmacniaczy pozwalające wyzerować dryft temperaturowy napięcia niezrównoważenia pary różnicowej JFet drogą zmiany prądów drenów tranzystorów pary różnicowej i niezależnie celowo wprowadzić terapeutyczne niezrównoważanie kompensujący istniejące niezrównoważenie.

Można stosować laserowy tryming rezystorów monolitycznego wzmacniacza lub zewnętrzne potencjometry.

Sprawa uprasza się gdy wzmacniacz pracuje w konfiguracji odwracającej z wejściem dodatnim połączonym do „GND”. Do wejścia dodatniego można podać napięcie równoważące z potencjometru.

W 1970 roku pojawiły się podwójne monolityczne tranzystory JFet o dobrych a nawet bardzo dobrych parametrach. W ramach rodziny tranzystorów produkty selekcjonowano pod względem prądu polaryzacji oraz napięcia niezrównoważenia pary.

Koncerny Analog Devices i Burr Brown w 1970 roku wypuściły hybrydowe wzmacniacze ze stopniem wejściowym JFet. W typowej małej obudowie „monolitycznej” TO99 umieszczono dedykowany chip AD wzmacniacza bipolarnego oraz chip podwójnego JFeta. Napięcie niezrównoważenia było trymowane laserowo nacinaniem rezystorów.

W tej rodzinie elektrometryczny wzmacniacz AD515L miał bardzo mały ( typ selekcjonowany 0.075 pA ale oczywiście szybko rosnący z temperaturą ) prąd polaryzacji wejść i dość małe szumy. Mankamentem układów była wprost szalona ich cena. 

 

Zbliżone parametry do AD515L ma hybrydowy typ 3523 Burr-Brown także w małej obudowie TO99. O ile AD użył specjalnego bipolarnego wzmacniacza operacyjnego to BB użył typowego układu. Pierwszy Fet od góry stabilizuje napięcie Uds na wejściowej parze JFetów. Natomiast dwa dolne Fety tworzą źródła prądowe.

W 1972 roku Intersil wypuścił monolityczny układ wzmacniacza JFet typu ICL8007 z tranzystorami P-JFet ( Dave Fullagar, “Better Understanding of FET Operation Yields Viable Monolithic JFET Op Amp," Electronics, November 6, 1972 ). W temperaturze pokojowej układ miał wejściowy prąd polaryzacji wejść poniżej 0.3pA ale duże napięcie niezrównoważenia i jego dryf. W konstrukcji zastosowano bardzo interesujące rozwiązania.

Intersil podał że wzmacniacz logarytmiczny wykonany na wzmacniaczu operacyjnym ICL8007 i podwójnym monolitycznym tranzystorze NPN typu IT120 pracuje w zakresie 10 dekad prądu od 0.1pA do 1mA !

Analog Devices, gdzie pracowano nad analizowanym problemem dużego napięcia niezrównoważenia i jego dryftu, w 1974 roku wypracowano rozwiązanie układowe pozwalające trymingiem uzyskać jednocześnie małe napięcie niezrównoważenia wzmacniacza JFet i jego mały dryft. Wraz z nową technologią zastosowano je w 1982 roku w układzie AD547 mającym dryft 1 uV/C i później w elektrometrycznym układzie AD549.

Podstawową nieusuwalną wadą dawnych układów monolitycznych wzmacniaczy z wejściem JFet były nad wyraz marne tranzystory Fet.

Nad monolityczną technologią implantacji jonów dającą dobre tranzystory JFet pracował koncern National Semiconductor. W 1974 roku wprowadzono układy LF155/LF156/LF157 ( Ronald W. Russell, Daniel D. Culmer, "Ion-Implanted JFET-Bipolar Monolithic Analog Circuits," ISSCC Digest of Technical Papers, February 1974, pp. 140-141 ). Układy mają małe napięcie niezrównoważenia i jego dryft oraz prąd wejściowy około 30pA, oczywiście w temperaturze pokojowej. Układy mają dość szerokie pasmo i dość małe szumy. Aby uzyskać szybki stopień wyjściowy bez użycia wolnego tranzystora PNP zastosowano w nim tranzystor P-Fet. Niestety w części układów prąd spoczynkowy stopnia wyjściowego potrafi być niestabilny. Odkryto też inne wady układów tej rodziny. Tanie i dość dobre układy zyskały dużą popularność. W intencji NS układy miały zasilać masowy rynek i nie były dedykowane do małych nisz.

W tym samym czasie koncern RCA ( Otto Schade, "CMOS/Bipolar Linear Integrated Circuits," ISSCC Digest of Technical Papers, February 1974, pp. 136-137 oraz R. L. Sanquini, “Building C-MOS, Bipolar Circuits on Monolithic Chip Enhances Specs,” Electronics, October 3, 1974 ) usunął słabości analogowej technologi CMOS i wypuścił układ CA3130 z wejściowym stopniem P-MOS i wyjściowym CMOS. Środkowy stopień wzmocnienia napięciowego jest bipolarny. Napięcie niezrównoważenia i jego dryft są dość małe. Prąd polaryzacji samych wejściowych tranzystorów MOS jest znikomy a prąd układu wzmacniacza wynika z obecności układu ochrony wejściowych tranzystorów P-MOS zawierających diody. Podstawową wadą tranzystora MOS były i są bardzo duże napięciowe szumy 1/F. Prąd spoczynkowy prościutkiego i nieliniowego wyjściowego stopnia CMOS szybko rósł z napięciem zasilania. O ile układ CA3130 nie zdobył popularności to kolejny układ CA3140 z bipolarnym stopniem wyjściowym zdobył sporą popularność. Przy całkowitym napięciu zasilania 5V prąd polaryzacji wejścia w temperaturze pokojowej wynosi 1-2 pA. W intencji RCA tanie układy były kierowane na masowy rynek.

Z opóźnieniem do wyścigu technologicznego przystąpił koncern Texas Instrument. Dopiero w 1978 roku (Dale Pippenger, Dale May, "Put BIFETs Into Your Linear Circuits," Electronic Design, January 4, 1978, pp. 104-111) oferował tanie pojedyncze, podwójne i poczwórne układy wzmacniaczy operacyjne BiFET TL06x, TL07x, and TL08x. Zyskały one ogromną popularność i mają drugich producentów. Są zamienne aplikacyjne w jedną stronę z typami bipolarnymi. Układy są łatwe aplikacyjnie i nie stwarzają niespodzianek. W intencji TI układy kierowane są na masowy rynek a nie do nisz.

W 1983 roku ( a więc 9 lat po RCA ) TI wprowadził masowo produkowane układy w technologi LinCMOS a w tym rodzinę układów wzmacniaczy operacyjnych TLC274. W temperaturze pokojowej upływ wejścia wynosi 0.5-1 pA. Małe są wejściowe napięcia niezrównoważenia i ich dryf.

Na początku dekady TI wprowadził do oferty naśladowcze precyzyjne wzmacniacze operacyjne OP07 i OP12 co wskazuje na jego rosnące zainteresowanie tym segmentem rynku. Można przewidywać że po prostu kupi firmę z tego segmentu produkcji z kłopotami finansowymi lub jej oddział.

Pod koniec lat siedemdziesiątych wszystkie półprzewodnikowe koncerny amerykańskie i japońskie masowo produkowały wzmacniacze JFet.

Przewaga monolitycznej pary JFetów nad wzmacniaczem monolitycznym leży w zabezpieczeniu obecnym w typowym scalonym wzmacniaczu BIFet, które mocno podnosi wejściowy prąd upływu. We wzmacniaczu elektrometrycznych bramki wejściowych JFetów nie są chronione i projektant musi ograniczyć awaryjny prąd wpływający do wejścia

Niechronione bramki podwójnych JFetów są trochę delikatne ale w układzie do ochrony wystarczy szeregowy z bramką rezystor ograniczający awaryjny prąd wejściowy.

Celem minimalizacji upływu w układzie ochrony wejść ( jeśli jest stosowany ) bezpośrednio dołączone do wejść diody systemu ochrony muszą pracować przy napięciu bliskim zeru, co komplikuje cały układ ochronny.

Natomiast bardzo delikatne są bramki tranzystorów Mosfet, które muszą być chronione.

W 1984 roku Burr-Brown wprowadził układ OPA111 (Steve Millaway, "Monolithic Op Amp Hits Trio of Lows," Electronic Design, February 9, 1984) wykonany „drogą” technologią izolacji dielektrycznej. Nazwa "111" sugerowała że układ jest potrójnym niekwestionowanym liderem bowiem ma napięcie niezrównoważenia poniżej 1 mV i jego dryft poniżej 1 uV/C oraz szumy 1μVrms w paśmie 10Hz-10kHz. Nie jest to jednak wzmacniacz elektrometryczny ale ogólnego zastosowania

BB produkował i produkuje także wzmacniacze elektrometryczne. Są bardzo drogie.

Pierwszym monolitycznym układem wzmacniacza elektrometrycznego Analog Devices jest układ AD549 z 1986 roku. W lepszej wersji układ ma prąd polaryzacji wejścia 0.06 pA a więc taki sam jak układ hybrydowy sprzed lat. Dryft napięcia wejściowego wynosi 5 uV/C. W paśmie 0.1-10 Hz międzyszczytowe napięcie szumów wynosi typowo 4 uVp-p.

N.B Szumy nisko-częstotliwościowe są mierzone w paśmie 0.1 -10 Hz. Z reguły podaje się ich wartość międzyszczytową. Natomiast szumy powolne w paśmie poniżej 0.1Hz uważane są już za dryft !

Rozwiązania użyte w układzie AD549 są omówione w patencie z 1984 roku. Bazują one na na wcześniejszych rozwiązaniach, zwłaszcza tego z 1974 roku. Układ produkowany jest w technologi tańszej ( od izolacji dielektrycznej ) izolacji złączowej. W stopniu wejściowym zastosowano tranzystory z górną bramka „topgate” o małym upływie. Każdy monolityczny tranzystor JFet i Mosfet ma tak naprawdę też bramkę tylną i w wykonaniu wejściowych tranzystorów JFet w tym układzie jawnie je wydzielono.

Zmiana rezystorów w lustrze prądowym służy do zmiany stosunków prądów drenów wejściowych tranzystorów i minimalizacji dryftu napięciowego. Zmiana wartości rezystorów w źródłach służy do zmniejszania napięcia niezrównoważania.

Tylne bramki BG1 i BG2 tranzystorów wejściowej pary J6 i J7, są spolaryzowane podobnym napięciem jak bramki wejściowe poprzez pętlę z Q14 i Q13-Q8.

Pętla z J4 i J8-J9 bootstrapuje napięcie Uds pary wejściowej utrzymując je na stałym poziomie niezależnie od napięcia wspólnego. Prąd źródła prądowego dla pary wejściowej jest dobrze stabilizowany co jest konieczne.

Układ AD549 umieszczony jest w niskoupływnej obudowie metalowo ceramicznej TO99. Uproszczony układ o gorszych parametrach, w plastikowej obudowie jest znacznie bo trzykrotnie tańszy.

Monolityczne wzmacniacze elektrometryczne AD, BB, Harris-Intersil i PM są prohibicyjnie drogie co wynika z oligopolistycznej pozycji grupy firm i małości - płytkości nisz. Jeśli dojdzie do szerokiego stosowania sensorów wymagających wzmacniaczy elektrometrycznych to giganci elektroniki uruchomią ich tanią masową produkcje. To oczekiwania rynku są motorem postępu !

Producenci używający wzmacniacza elektrometrycznego nadal stosują podwójnego monolitycznego JFeta o małym prądzie bramki jako symetryczny wejściowy wtórnik źródłowy a za nim zwykły wzmacniacz operacyjny dobrej jakości czyli uproszczoną konfiguracje dawnych hybrydowych wzmacniaczy AD, BB, Harris-Intersil i PM.

Na wykresie pokazano prąd upływu bramki podwójnych monolitycznych tranzystorów rodziny 2N5902-5909 stosowanych we wzmacniaczach elektrometrycznych, również w chromatografach. Tranzystory są selekcjonowane według dryftu napięcia niezrównoważenie i maksymalnego prądu upływu bramki. Dla małego upływu bramki napięcie Uds musi być mniejsze od 10V a prad drenu od 30 uA.

Współcześnie we wzmacniaczu elektrometrycznym dla detektorów jonizacyjnych chromatografu dominuje kaskadowa konfiguracja wzmacniaczy logarytmicznego – eksponencjalnego gdzie dodatkowy sygnał napięciowy podany do bazy tranzystora wzmacniacza eksponencjalnego wyznacza w szerokim zakresie wzmocnienie prądowe całości. Po raz pierwszy to oczywiste i doskonałe rozwiązanie pozwalające nie stosować drogich i kapryśnych rezystorów o oporności wielu Gigaomów wprowadził Hewlett Packard w 1973 roku.

Konfiguracja pary wzmacniaczy u HP jest bardziej skomplikowana dlatego że w nietypowym rozwiązaniu detektora FID firmy HP może być zmieniana polaryzacja napięcia 100-300V zasilania i biegunowość prądu wyjściowego z komory jonizacyjnej detektora.

Zwykle jest stosowana para tranzystorów NPN a tu dano dodatkowo parę tranzystorów PNP dla ujemnych prądów wejściowych.

Deklarowanym zadaniem rezystora Re jest zmniejszenie strefy martwej przy zmianie znaku prądu z detektora i płynne przejście przy bezwzględnym poziomie prądu około 10e-13A. Zauważyć jednak należy że HP „pomylił ” polaryzacje tranzystorów ( należy zamienić miejscami typy PNP i NPN ) i rezystor Re poszerzyłby strefę martwą.

Zwróćmy uwagę że napięcie podane do bazy tranzystora wzmacniacza eksponencjalnego regulujące wzmocnienie musi być proporcjonalne do temperatury T w skali Kelvina. Użyteczny scalony sensor temperatury LM335 dostarcza napięcie proporcjonalne do temperatury T. W wykonaniu HP temperatura modułu wzmacniacza jest dokładnie stabilizowana co zmniejsza wymagania na proporcjonalność napięcia zmieniającego wzmocnienie adekwatnie do zmiennej temperatury tranzystorów logarytmującego i eksponencjalnego.

W rozwiązaniu HP hermetycznie zamknięty w metalowej obudowie wzmacniacz elektrometryczny chłodzony jest precyzyjnie z dokładnością średnioczasową 0.01C ogniwem termoelektrycznym Peltiera do temperatury 0C co pozwoliło co najmniej 5 krotnie zmniejszyć i ustabilizować prąd upływu wejściowego tranzystora JFet.

W innym rozwiązaniu hermetycznie zamknięty w metalowej obudowie wzmacniacz elektrometryczny jest podgrzewany do stabilnej temperatury z przedziału 40-50 stopni. Wymaga to jednak ekstremalnie małego prądu upływu wzmacniacza jako że prąd upływu bramki tranzystora JFet podwaja się co 10C przyrostu temperatury.

Chłodzenie i nagrzewanie wymaga do stabilizacji czasu około 15 minut od włączenia chromatografu. Obie akcje powodują pojawianie się szkodliwych gradientów temperatur i powstawanie prądów powietrza a także powstawanie na złączach zakłócających napięć termoelektrycznych.

N.B Gradienty temperatur w samym układzie scalonym powodują duże dryfty. Przyrost temperatury spowodowany samonagrzewaniem jest znacznie bardziej szkodliwy niż taki sam przyrost temperatury otoczenia.

Znacznie lepszym rozwiązaniem byłoby chłodzenie lub grzanie modułu wzmacniacza według potrzeby dla utrzymania temperatury circa 25C. Moc grzałki i ogniwa Peltiera w takim przypadku mogą być niewielkie.

Chłodzenie powoduje niebezpieczną kondensacje wilgoci. Obudowa chłodzonego wzmacniacza elektrometrycznego musi być szczelna. Dodatkowo konieczny jest pochłaniacz wilgoci.

Zwróćmy uwagę że współcześnie z użyciem miniaturowych elementów SMD do montażu powierzchniowego wzmacniacz może być bardzo zminiaturyzowany i wymagana moc na grzanie – chłodzenie może być mała.

Współcześnie w skomputeryzowanych chromatografach sygnały ze wzmacniaczy elektrometrycznych podawane są po filtracji przeciwzakłóceniowo – antyaliasingowej do przetworników A/D.

Przetworniki A/D metody podwójnego całkowania są dość wolne ale na przykład stosowane w multimetrach dobrze tłumią zakłócenia sieciowe o częstotliwości 50Hz.

Wadą przetwornika A/D z podwójnym całkowaniem jest wykorzystywanie informacji z sygnału tylko w czasie jego całkowania.

Podjęto próby integracji wzmacniacza elektrometrycznego w przetworniku wejściowego prądu z detektora na częstotliwość i prąd na czas impulsów.

Pokazany przetwornik prąd na czas niestety słabiej tłumi zakłócenia niż przetwornik z podwójnym całkowaniem a cały czas wykorzystuje sygnał czyli informacje w nim zawartą

Sygnałem wyjściowym systemu jest od razu częstotliwość sygnału wyjściowego. Schemat jest uproszczony. W rzeczywistości wzmacniacz elektrometryczny pracuje w konfiguracji integratora a za nim dano typowy komparator. Wypracowanie i bezzakłóceniowe podanie napięcia Ve do emitera tranzystora jest skomplikowane i cały system ma podobną komplikacje jak wzmacniacz logarytmiczny – eksponencjalny z dodatkowym przetwornikiem V/F.

Sygnałem wyjściowym systemu jest od razu czas trwania impulsów sygnału wyjściowego. Schemat jest uproszczony. W rzeczywistości wzmacniacz elektrometryczny pracuje w konfiguracji integratora a za nim dano typowy komparator. Wypracowanie i bezzakłóceniowe podanie napięcia Ve do emitera tranzystora jest skomplikowane i cały system ma podobną komplikacje jak wzmacniacz logarytmiczny – eksponencjalny z dodatkowym przetwornikiem V/T.

Pożerana moc z zasilacza nagrzewa urządzenie a w tym tranzystory JFet wzmacniacza elektrometrycznego co jest bardzo nie pożądane.

Tradycyjnie energożerną elektronikę analogową zasilano napięciami +/-15V a część mikrokomputerową napięciem 5V. Ale to rozwiązanie odchodzi do historii.

Fizyczne własności krzemu ograniczają iloczyn częstotliwości granicznej tranzystora bipolarnego i napięcia Uceo do około 200 GHzV. Im wyższe napięcie Uceo ma tranzystor tym jest wolniejszy. Fizyka tranzystora wysokonapięciowego powoduje że jest on wolny, ma znikome wzmocnienie prądowe i występuje w nim quasi-nasycenie oraz przeciąganie prądu kolektora. Tranzystor niskonapięciowy może mieć ogromną częstotliwość Ft ale oprócz tego ma duże wzmocnienie i małe napięcie nasycenia. Bardzo dobrze pracuje z małymi napięciami Uce.

Szybkie procesory i tranzystory w układach analogowych z powodów fizycznych muszą być wykonane wysoko-rozdzielczą technologią monolityczną na niskie napięcia.

Nowością są jeszcze niskonapięciowe wzmacniacze operacyjne o wyjściu Rail to Rail czyli o dużym zakresie napięcia wyjściowego bliskiego napięciom zasilania. Z takimi układami pojedyncze napięcie zasilania +5V a nawet niższe może być wystarczające.

Tradycyjnie w starym procesie monolitycznym, którym produkowano układy analogowe, napięcie Uceo tranzystorów NPN wynosi około 50 V a ich częstotliwość Ft około 500 MHz.

W bilansie błędów interfejsu do sensora dominują błędy wzmacniacza wejściowego. Wzmacniacz operacyjny interfejsu sensora z wyjściem R-R może / powinien być zasilany tym samym napięciem +5V_anal co przetwornik A/D mikrokontrolera.

Tłumienie sygnału wspólnego wzmacniacza instrumentalnego w którym CMRR jest proporcjonalny do względnej dokładności rezystorów jest też proporcjonalne do wzmocnienia a to z kolei wyznaczane jest zakresem napięć wyjściowych czyli wielkością napięcia zasilania. Tylko w tym wypadku duże napięcie zasilania daje korzyść w tłumieniu sygnału wspólnego CMRR.

Przy zastosowaniu wyjść Rail to Rail w paśmie akustycznych przy zasilaniu 5V można uzyskać we wzmacniaczu CMOS dynamikę sygnału około 120 db a więc bardzo dużą.

Według obecnego stanu wiedzy najbardziej perspektywiczną i uniwersalną jest technologia CMOS. W dziedzinie procesów giganci już na nią postawili. Technologia CMOS znakomicie nadaje się do sensorów od razu scalonych z interfejsem a w tym ze wzmacniaczem! Masowo produkowane są już do kamer niedrogie video przetworniki CCD. Mogą być one też produkowane technologią CMOS. Per analogia można sobie wyobrazić macierze biosensorów czy innych sensorów.

Częstotliwość graniczna tranzystora P jest co prawda 2-3 krotnie mniejsza niż typu N ale częstotliwości szybko rosną przy zmniejszaniu wymiarów tranzystorów.

Para tranzystorów CMOS ma duże napięcie niezrównoważenia i duże napięciowe szumy 1/F. Genialne autozerowanie wejścia wprowadzone w układzie Intersil ICL7650 zmniejsza niezrównoważenie i jego dryf nieomal do zera i zmniejsza też szumy 1/F. Niestety powiększa wejściowe szumy prądowe. Mankamentem układu ICL7650 są dwa dodatkowe zewnętrzne kondensatory systemu autozerowania ale wada ta wydaje się łatwa do usunięcia. Znaczna ilość użytych tranzystorów CMOS jest bez znaczenia wobec ich małego rozmiaru.

Przy rosnącej rozdzielczości procesu fotolitograficznego niedługo powierzchnia jednego pada przyłączeniowego na układzie scalonym będzie odpowiadać tysiącom tranzystorów CMOS.

Podsumowując:

- Celem każdej działalności jest docelowa nowoczesna i rentowna produkcja.

- Szumy napięciowe tranzystora JFet i Mosfet maleją wraz powierzchnią tranzystora ale rośnie wtedy upływ bramki i prąd szumów oraz maleje napięcie niezrównoważenia. Zatem we wzmacniaczu elektrometrycznym powierzchnia tranzystorów musi być mała lub bardzo mała co pociąga duże napięcie niezrównoważenia i jego dryft.

- W konstrukcji scalonych tranzystorów JFet stosuje się różne zabiegi projektowe i technologiczne jak „tylna bramka” i „górna bramka” pozwalające mocno zredukować prąd bramki. Bardzo ważna jest czystość użytych do produkcji materiałów.

- Impedancja na wejściu wzmacniacza odwracającego przetwarza szumy napięciowe na prądowe. Z tego względu bardzo korzystne są wzmacniacze logarytmujące bowiem tranzystor logarytmujący ma zawsze przy każdym prądzie wejściowym największą kolektorowa oporność wyjściową i bije parametrami wzmacniacz z gigaomowymi opornikami w sprzężeniu zwrotnym. Impedancja jest szczególnie istotna przy tranzystorach Mosfet które mają bardzo duże napięciowe szumy typu 1/F. Stąd integracja sensora z tranzystorami CMOS jest sytuacją idealną. Szkodliwą pojemność wnoszą specjalne ekranowane kable, które są drogie. Drogie są też specjalne złącza.

- Duże są ( na tle tranzystorów bipolarnych ) napięciowe szumy typu 1/F tranzystorów JFet. Bardzo duże są napięciowe szumy typu 1/F tranzystorów Mosfet co często eliminuje je z pola wyboru. Po zastosowaniu konstrukcyjnych środków ochronnych upływ bramki małego Mosfeta może być na poziomie 1e-16A ale upływ wnoszą też wejściowe układy zabezpieczające, które muszą być bardzo przemyślne.

- Szybko rosnący z temperaturą upływ bramki tranzystora JFet można skompensować upływem bramki dodatkowego kompensacyjnego tranzystora JFet lub upływem złącza B-E małego tranzystora bipolarnego zasilanego z potencjometru do regulacji prądu kompensacji. Nie są to rozwiązania polecane.

- We wzmacniaczu logarytmicznym należy stosować małe powierzchniowo tranzystory bipolarne o małym upływie jak przykładowo 2N4044 o maksymalnym prądzie kolektora 10 mA lub alternatywnie radiowe tranzystory BF lub najlepiej dedykowane pary monolityczne do tego celu.

-Para tranzystorów log-exp jeśli pracuje przy różnych prądach a tak jest we wzmacniaczu

elektrometrycznym gdzie tranzystor exp pracuje przy dużo większym prądzie ( służy do tego regulacja wzmocnienia ), pojawia się dodatkowy błąd realnie do 0.5-1% który można z łatwością wielokrotnie zmniejszyć ( dwa dodatkowe trywialne rezystory w części log) co nie jest praktykowane. Sygnał z regulowanego wzmacniacza log-exp można doprowadzić do przetwornika A/D mikrokontrolera o umiarkowanej dokładności10 bitów. Program musi jednak regulować wzmocnienie pary log-exp aby przetwornik A/D zawsze dokładnie pracował z w miarę dużymi sygnałami co nie jest trudne.

- Scalanie interfejsu z sensorem o dużej oporności jest praktykowane od dawna. Od 1971 roku produkowany jest binarny sensora Halla scalony z prostym wzmacniaczem – komparatorem z histerezą. Prosty schemat wewnętrzny układu jest znany.

Texas Instrument od 1978 roku produkuje liniowy sensor Halla TL173C. Zawiera on regulator prądu (dla zachowania stałej czułości w funkcji temperatury ) zasilający mostek Halla, regulator napięcia dla wzmacniacza sygnału z mostka, wzmacniacz i stopień wyjściowy. Układu można użyć choćby do izolowanego pomiaru prądu w szczelinie rdzenia przez przez jeden / kilka zwoi przepływa duży mierzony prąd.

Miniaturowy, scalony odbiornik do układu zdalnego sterowania zawiera fotodiodę na podczerwień, wzmacniacz – filtr, układ automatycznej regulacji wzmocnienia i komparator wyjściowy. Scalenie funkcji oszczędza kilkadziesiąt elementów dyskretnych, które zastępuje w tradycyjnym rozwiązaniu. Integracja ta czyni zdalne sterowanie tanim i powszechnie stosowanym. Na zachodzie sprzętu RTV bez zdalnego sterowania już się nie sprzedaje. Sensor z fotodiodą stosowany w lampach błyskowych o samoregulującej się sile błysku ma też scalony prosty wzmacniacz. Od lat produkowane są scalone czujniki temperatury. Wygląda na to że produkowane piezoelektryczne czujniki ciśnienia też zostaną scalone ze wzmacniaczem.

- Potrzeba jest matka wynalazku ale też desperacja jest matką wynalazku. Potężny tandem koncernów Sony – Philips opracowując odtwarzacz CD ( narzucili całemu światu swój standard i normę !) nie mógł uporać się z szybkim i tanim (!) 16 bitowym przetwornikiem D/A. Z desperacji rozwinięto ideę Sigma Delta i filtrowania cyfrowego. Już obecnie masowo produkowane tanie przetworniki D/A z zapasem spełniają wymagania normy CD.

Czyli przyszłość rysuje się optymistycznie.