Przetwornik wartosci skutecznej RMS, 1987

Przetwornik wartosci skutecznej RMS, 1987

Prostownik aktywny

Popularny wzmacniacz operacyjny typu LM101 ( odpowiednik krajowy ULY7701 ) na rynku jest dostepny od 1968 roku. Pracuje z zewnetrznym kondensatorem / obwodem kompensacji czestotliwosciowej.
Z pokazana w dokumentacji producenta kompensacja dwubiegunowa ma znacznie szersze pasmo pelnej mocy niz ze "zwyczajna" kompensacja jednobiegunowa mimo takiego samego granicznego pasma malosygnalowego. Wlasnosci czestotliwosciowe ukladu LM101 limituja kiepskie tranzystory PNP stopnia wejsciowego typowe dla starej technologi monolitycznej. W konfiguracji ze sprzezeniem wprzod - feedforward wzmacniacz LM101 ma niewiele gorsze parametry czestotliwosciowe od typow szerokopasmowych jak LM118 ( w nim idea sprzezenia wprzod jest zintegrowana ) czy LF357 ale tylko w konfiguracji odwracajacej. Pasmo malosygnalowe siega czestotliwosci az 20 Mhz ale wielkosygnalowe wynosi tylko około 300 kHz. Mankamentem zewnetrznej konfiguracji feedforward jest duza podatnosc na zaklocenia ujemnego napiecia zasilajacego bowiem dla duzych czestotliwosci sygnal jest faktycznie odniesiony do ujemnego napiecia zasilania a nie do GND. Ta wazna kwestie szerzej zasygnalizowano dalej.
Maksymalna szybkosc opadania sygnalu wyjsciowego ukladu LM101 w konfiguracji feedforward jest znacznie wieksza niz szybkosc narastania.
Gdy sie nie ma co sie lubi to sie lubi co sie ma. Uklad jest tani i dostepny.
Przy przesterowaniu sygnalem o duzej czestotliwosci ukladu feedforward z LM101, sygnal wyjsciowy jest mocno asymetryczny. Wade ta usunieto dajac diode do GND i wejscia ujemnego wzmacniacza..

W krajowym mierniku V543 quasi RMS uzyto wzmacniaczy LM709 ( = Tesla MAA502 ) ktore sa w stosunku do ukladu feedforward z LM101, 50 - krotnie wolniejsze.

Prosty prostownik diodowy jest nieidealny z racji duzego napiecia przewodzenia diod dodatkowo zaleznego od ich temperatury. Ma spory blad amplitudowy eliminujacy go z zatosowan pomiarowych w zakresie malych i srednich czestotliwosci.
Idea prostownika idealnego - aktywnego ze wzmacniaczem operacyjnym jest znana i stosowana od poczatka lat szescdziesiatych. Nie ma niestety polskojezycznej pozycji z analiza bledow dynamicznych prostownika aktywnego zaleznych od czestotliwosci. Warta polecena jest "Analog Integrated Circuits" , M.Herpy, Akademia Kiado. Zreferujmy za ta pozycja krotko ( strony 305-311 ) meriutm sprawy bledow dynamicznych prostownika aktywnego.
Dla wejsciowego sygnalu sinusoidalnego takiego ze nie jest przekroczona maksymalna szybkosc zmian napiecia wyjsciowego S/R wzmacniacza ( w uproszczeniu liniowym proporcjonalna do pewnego poziomu do sygnalu roznicowego wzmacniacza ) blad wzgledny h2 zwiazany z progowym napieciem przewodzenia diod prostownika ( dla diod Schotky napiecie progowe jest ca dwukrotnie mniejsze niz dla diod krzemowych, ostrzowe diody germanowe maja uplyw i sa niestabilne czyli bezuzyteczne ) aktywnego jest proporcjonalny do kwadratu czestotliwosci i maleje wraz ze wzrostem napiecia wejsciowego.
Dla przesterowanego pod wzgledem S/R wzmacniacza (za duzy iloczyn amplitudy i czestotliwosci sygnalu wejsciowego ) blad h3 szybko rosnie w miare glebokosci przesterowania. Pokazany na wykresie calkowity blad ( caly czas mowa o bledzie dynamicznym ) jako suma h2 i h3 jest funkcja dwoch zmiennych - czestotliwosci i amplitudy sygnalu wejsciowego. Na bledy ma wplyw dobor stosunku rezystorow ustalajacych wzmocnienie prostownika aktywnego.
Oba bledy wzgledne h2 i h3 rosna z czestotliwoscia ale dla kazdej czestotliwosci sygnalu najmniejszy calkowity blad wzgledny wystepuje dla innego poziomu sygnalu wejsciowego. Kluczem do szerokopasmowego prostownika jest wiec szerokopasmowy wzmacniacz.
Informacja o charakterze bledu h3 pozwala na konstrukcje prostego ukladu sygnalizujacego przesterowanie dynamiczne wzmacniacza prostownika ale takze wzmacniacza ukladu mnozaco-dzielacego przetwornika RMS.

W stosunku do znanych ukladow prostownikow ze wzmacniaczem operacyjnym uzyto:

- Kompensacji feedforward oraz polaczanej z tym kompensacji bieguna "wejsciowego" Pojemnosc diod odgywa role stabilizujaca przy slabym ich przewodzeniu.

- Dodatkowego slabego dodatniego sprzezenia zwrotnego z wyjscia do wejscia dodatniego wzmacniacza ( nie pokazano na schemacie ) czynionego szeregowym dwojnikiem RC, gdzie C jest dobranym kondensatorem lub trymerem. Wzmacniacz dzieki temu ma ogromne wzmocnienie az do srednich czestotliwosci. Sprzezenie dodatnie zmniejsza sie wraz ze wzrostem czestotliwosci tak ze nie ma ono wplywu na stabilnosc wzmacniacza. Strefa nieczulosci prostownika dla malych i srednich czestotliwosci zostaje kilkukrotnie zmniejszona.

- Podano do wejscia prostownika prad rowny polaryzacji wejsc ( takze wzmacniacza ukladu X2/Z oraz ukladu wartosci sredniej ) co pozwala na wejsciu prostownika dodac szeregowy kondensator czyli filtr gornoprzepustowy RC. Pamietac trzeba ze caly uklad prostownika aktywnego i przetwornika RMS jest na tyle szerokopasmowy ze wykonanie odpowiedniego szerokopasmowego wzmacniacza wejsciowego moze byc bardzo trudne. Wzmacniacze LM101 cechuje maly prad niezrownowazania na tle pradu polaryzacji i uzyskany efekt z kompensacja nie powinien powodowac pojawienia sie zauwzalnie wiekszego bledu z filterm gornoprzepustowym czyli szeregowym kondensatorem.
Odpowiednim zrodlem napiecia do kompensacji pradu wejsciowego wzmacniacza zmienijacego sie w funkcji temperatury jest dioda 1N400X spolaryzowane pradem rzedu tylko 4uA.
Im mniejszy prad polaryzacji diody tym wieksza jest jej czulosc jako sensora temperatury i mniejsze napiecie na niej. Wybor odpowiedniego pradu daje dobra kompensacje w szerokim zakresie temperatury otoczenia.

- Dwoch prostownikow szczytowych o wyjsciach P+ i P- dla piku ujemnego i dodatniego napiecia. Prostownik nie jest zbyt dokladny dla malych napiec ale bez obserwacji przebiegu oscyloskopem pozwala stwierdzic czy tor pomiarowy nie jest przesterowany co jest mozliwe dla duzych wspolczynnikow ksztaltu sygnalu. Wyjscia prostownikow podano do komparatorow LM339 sygnalizujacych przeciazenie lub zbyt maly sygnał. Wyjscia moga byc tez podane multiplexerem do przetwornika A/D.

Przetwornik X2/Y i RMS
W oparciu o ide wzmacniacza logarytmujacego i eksponecjalnego ( National Semiconductor , Application Note AN-30, "Log Converters" ) mozna realizowac przerozne funkcje nieliniowe a miedzy innym kwadratowanie, kwadratowanie z dzieleniem, szescian, mnozenie i dzielenie
Konfiguracja sprzezonych cieplnie scalonych tranzystorow (uwaga na podloze ukladu scalonego UL1111, pin 13 ) w ukladzie kwadratora z dzieleniem jest znana i typowa. Pierwszy stopien z tranzystorami T1 i T2 to w istocie wzmacniacz logarytmujacy. W konfiguracji odwracajacej znow mozna zastosowac sprzezenie wprzod ze wzmacniaczem LM101. Sprawa analizy jego optymalnej kompensacji czestotliwosciowej jest zlozona. Uzyteczny jest nastepujace wniosek z analizy.
Jesli wielkosygnalowy efekt Slew Rate nie ogranicza wlasnosci czestotliwosciowych wzmacniacza to stosunek rezystora wejsciowego Ri do rezystora emiterowego Re wynosci jeden. Ale poniewaz w realnych wzmacniaczach pasmo wielkosygnalowe jest znacznie mniejsze od malosygnalowego to optymalny dla zmniejszenia amplitudy sygnalu wyjsciowego wzmacniacza jest rezystor emiterowy Re jest mniejszy od wejsciowego Ri. Poniewaz tranzystor logarytmujacy pracujac w konfiguracji wspolnej bazy ma wtedy maksymalne wzmocnienie (zalezne od pradu klektora ) wieksze od jednosci to szeregowy dwojnik na wejsciu OPA sluzy do dodatkowej kompensacji czetotliwosciowej. Zwrocmy jednak uwage ze przy malych sygnalach, przy malych pradach tranzystorow uklad jest coraz bardziej nieliniowy. Jest bowiem tym bardziej nieliniowy ( widziane od wyjscia wzmacniacza do wejscia ) im mniejszy jest rezystor Re. Z powodu dwojnika w pewnym zakresie czestotliwosci charakterystyka czestotliwosciowa dwubiegunowa ma zbocze 12db/oct co da bardzo niepozadany przerzut odpowiedzi (a tranzytor transmituje tylko ujemny sygnal z emitera ) w odpowiedzi. Z tego wzgledu stala czasowa kompensujacego dwojnika RC jest wybrana znacznie wieksza nizby to wynikalo z optymalnej charakterystyki czestotliwosciowej.
Kasowanie pasozytniczego bieguna "wejsciowego" przez zero nastepuje pojemnoscia diody i kondensatorem wartosci 2.2 pF.

Aktywny prostownik i wzmacniacz logarytmujacy powinny miec w przyblizeniu podobna czestotliwosc graniczna tak aby nie bylo waskiego gardla i aby srodki na osiagniecie finalnego celu byly racjonalnie alokowane na podsystemy.

Sprawa wyboru stosunkow pradu tranzystorow logarytmujacych, delogarytmujacego T4 i logarytmujacego sygnal odfiltrowany T3 jest zlozona i potrzebny jest kompromis. Prad tranzystora delogarytmujacego powinien byc na tyle maly aby nie powodowac przy sygnalach o duzym wspolczynniku ksztaltu przeciazenia wzmacniacza logarytmujacego.

Dla uzyskania bledu stalego odniesionego do wejscia mniejszego od 0.01% konieczne jest rownowazenie napiec niezrownowazenia wzmacniaczy operacyjnych. Po to zastosowano na wejsciach dodatnich wzmacniaczy dzielnik z dobranym rezystorem dolaczonym do napiecia zasilania +15V lub -15V o wartosci kompensujacej napiecie niezrownowazenia.

Osobno omowiono "automatyczny" wzmacniacz wejsciowy.

Uklad ma az 5 wyjsc:
- RMS wartosci skutecznej sygnalu
- LOG wartosci skutecznej sygnalu w skali logarytmicznej
- AVG wartosci sredniej sygnalu
- P+ i P- wartosci szczytowych sygnalu wejsciowego. Konieczne sa dwa wyjscia bowiem sa sygnaly mocno asymetryczne.

Wyjscie LOG jest szczegolnie uzyteczne dla sygnalow akustycznych. Po podaniu do przetwornika wzmocnionego ( wzmacniacz o duzej dynamice) sygnalu z mikrofonu mozna miernikiem wskazowkowym oceniac wielkosc sygnalow az od poziomu malych szumow otoczenia i szeptu az do glosnej muzyki.


Wyniki pomiarow.

1. Dla sygnalu DC oraz sygnalow wolnozmiennych bledy wynikaja z niezrownowazenia wszystkich wzmacniaczy operacyjnych oraz nieidealnosci sprzezonych ze soba scalonych tranzystorow ukladu UL1111. Jak powiedziano tranzystor wyjsciowy przetwornika X2/Y dla polepszenia komfortu pracy wzmacniacza "logarytmujacego" i zmniejszenia bledow pracuje one ze zmniejszonym pradem. Bledy sa tez powodowane niestabilnoscia rezystorow.

2. Do oznaczenia bledow dynamicznych prostownika i przetwornika RMS oraz bledu przetwarzania RMS mozna sie posluzyc generatorem funkcyjnym wytwarzajacym sygnaly sinusoidalny, trojkatny i prostokatny. Dla sygnalow tych znane sa wspolczynniki ksztaltu. Sygnal z generatora kontrolujemy wystarczajaco szerokopasmowym oscyloskopem. Obserwowany sygnal prostokatny nie powiniem miec przerzutow a zbocza winny szybko narastac.

Innym sygnalem testowym jest napiecie na zarowce oswietleniowej sterowanej sciemniaczem tyrystorowym - triakowym. Wzory na napiecie srednie i skuteczne w funkcji kata wyzwolenia triacka sa dostepne. Nalezy zachowac ostroznosc i uzyc izolujacego transformatora 220:220V. Kat wyzwolenia triacka obserwujemy oscyloskopem. Zarowke ( i przetwornik z szeregowym rezystorem ) mozemy tez zasilic z prostownika jednodiodowego i mostka prostowniczego. Warto zwrocic uwage na efekt filtru gornoprzepustowego i dokladne sprawdzanie sie wzoru Parsevala.

Uzyteczny do testu jest sygnal odchylania poziomego H-out podany do zarzenia kineskopu oraz wziety z uzwojen transformatora a nawet rezystorem obnizajcym z kolektora tranzytora wyjsciowego. Dla czasu ca 12 usec polfali sinusoidy powrotu odchylania poziomego H jej czestotliwosc wynosi ca 45Khz przy czestotliwosci odchylania poziomego 15625 Hz. Jest to sygnal o bardzo duzym wspolczynniku ksztaltu.

Waznym sygnalem jest szum odstrojonego odbiornika UKF-FM. Regulacja tonami niskim i wysokimi zmienia "rozowosc" i szerokopsamowosc szumu co dokonale widac w ilorazie wartosci szczytowych, sredniej i skutecznej. Im szum jest bardziej szerokopasmowy tym ma wieksze napiecia szczytowe !

3. Do porownania uzyto miernika cyfrowego Voltcraft oraz przyrzadu V543 Meratronik. Miernik Voltcraf mierzy sygnaly do ca 400 Hz i po stwiedzenie tego faktu zupelnie zrezygnowano z dalszych porowan. W mierniku V543 jako detektor RMS zastosowano de facto prostownik quasi szczytowy lub innaczej dwuodcinkowa aproxymacje funkcji kwadratowej. Nawet dla sygnalu ze sciemniacza blad pomiaru RMS jest rzedu 3-8% !
Miernik V543 ma slabe pasmo i zupelnie nie nadaje do pomiaru napiec odchylania poziomego TV i pokazuje kompletne bzdury. Zmierzone omawianym systemem ( + rezystor na wejsciu ) napiecie zarzenia kineskopu odbiornika TVC wynosi okolo 6.3Vrms ( zalezy troche od tresci obrazu ) a wiec producent odbiornik TVC ma odpowiedni przyrzad RMS i zadbal o trwalosc kineskopu.

Uzyskane rezultaty sa znakomite i w zasadzie nie ma obecnie zatosowania wymagajacego lepszej dynamiki i dokladnosci.

Mankamentem ukladu UL1111 jest to ze emiter tranzystora o pinach 12,13,14 jest polaczony z podlozem ukladu scalonego, ktore musi miec zerowy lub ujemny potencjal w stosunku do wszystkich pozostalych tranzystorow. Czyni to wolny tranzystor o pinach 12.13.14 bezuzytecznym w roli tranzystora systemu wyjscia logarytmicznego. Dlatego uzyto jako tranzystora T5 plastikowego tranzystora serii BF o podobnym napieciu przewodzenia jak tranzystory w ukladzie UL1111. Tranzystor plaska czescia lebka prrzyklejony jest mala iloscia kleju epoksydowego do srodka ukladu UL1111. Z uwagi na znikome moc tracona mozna uznac ze sprzezenie cieplne jest bliskie idealnemu.
Wyjscie logarytmujace nie jest specjalnie dokladne ale nie ma potrzeby aby takie bylo. Ono sluzy do orientacji. Dokladnosc jego mozna latwo poprawic.