Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 103

 Laboratorium zaawansowanej elektroniki i automatyki 103

 Przetwarzanie informacji stało się gigantycznym globalnym  interesem. Interbrand opublikował ranking najcenniejszych  w 2023 roku marek na świecie. Pierwsza piątka liderów to: Apple, Microsoft, Amazon, Google, Samsung.

  Zastanawiająca jest nieumiejętność lub udawana nieumiejętnosć  stosowania narzędzi współczesnej informatyki. Przecież inwazorów atakujących Europę można było od razu identyfikować odciskami palców, zdjęciem twarzy i tęczówką oka, wzrost, waga, kolor oczy, znaki szczególne. Rzekomo wywiady poważnych państw mają wykradzione bazy danych ewidencji ludności wielu krajów III Świata. Osób podających fałszywe informacje  o sobie lub niebezpiecznych można było w ogóle nie wpuszczać i zastosować „Push Back” i uniemożliwić podróżowanie przestępców po całej Unii Europejskiej i dokonywanie przez nich przestępstw. Wpuszczanie islamistów i żołnierzy „państwa islamskiego” było zbrodnią !

 Państwa peryferyjne modernizują się imitacyjnie czyli naśladowczo. Siłą rzeczy zawsze są daleko za liderami nowoczesności i wydajności. W dziedzinie automatyzacji biurokracji państwa (= informatyzacja, cyfryzacja ) Polski rząd robi teraz coś co powinno być zrobione jakieś 30 lat temu.
„Niezbędne informacje zostaną zapewnione w ramach Katalogów Administracji Publicznej (KAP), które będą udostępniały m.in.:
1)    referencyjny katalog podmiotów publicznych;
2)    referencyjny katalog e-usług publicznych;
3)    referencyjny katalog spraw;
4)    katalog procesów administracyjnych;
5)    katalog rejestrów publicznych;
 6)   katalog wzorów dokumentów.”

Polski wiceminister cyfryzacji nie wie teraz ile bitów ma bajt (od tego są specjaliści !) ale szumnie zapowiada wzrost zastosowań  AI w polskiej cyfryzacji.
Skorumpowane państwo o nazwie III RP strasznie ciągnie cywilizacyjnie Polaków w dół !

 Wymagany Poziom Bezpieczeństwa transakcji ma być adekwatny do możliwych strat i ich nieodwracalności. Tożsamość jest pierwotnie wykazywana dowodem osobistym. W Gdańsku 21.12.2023 roku ujętemu fałszerzowi przedstawiono zarzut sporządzenia 495 dowodów osobistych.  Jednak używane są w Polsce  dziesiątki tysięcy sfałszowanych dowód osobistych. Instytucje (jak banki) nie mają możliwości sprawdzenia on-line w bazie Pesel czy dokument jest autentyczny choć przecież odpowiedni program  dający odpowiedź  T/N o autentyczności podanych danych jest prosty.  

 W Europie nieźle z informatyzacja radzą sobie małe kraje skandynawskie ale Niemcy mają problemy !
„Zgodnie z ustawą o dostępie online już do końca 2022 roku 575 różnych ofert administracyjnych [niemieckich] władz federalnych, krajowych i lokalnych powinno było zostać udostępnionych online”
Wynik badań pokazuje, że na koniec 2022 roku zaledwie 105 usług było dostępnych online na terenie całego kraju. Do chwili obecnej ich liczba zwiększyła się do 128 usług.
Składanie drogą cyfrową wniosków o rejestrację pojazdu, prawo jazdy, zawarcie małżeństwa, pozwolenie na budowę oraz zasiłek rodzicielski...

 Są sprawne, silne, uczciwe  państwa poważne. Są też  skorumpowane, niepoważne  państwa pasożytnicze działające na szkodę obywateli. Na Polakach żerują teraz górnicy, mundurowi, sędziowie i kościół kat.
Pasożytniczą I RP rozebrali sąsiedzi.  

 Państwem spektakularnego sukcesu była II Rzesza zjednoczona przez Bismarcka a proklamowana w 1871 roku:
„Przez następne czterdzieści lat II Rzesza była oczywistą maszyną postępu i wzrostu gospodarczego. W 1871 roku tylko 8 miast miało powyżej 100 000 mieszkańców, a w 1910 roku było to już 48 miast. Liczba mieszkańców wielkich miast wzrosła z dwóch do 14 mln. U progu pierwszej wojny światowej II Rzesza produkowała więcej prądu niż Anglia, Francja i Włochy razem wzięte. Liczba studentów wzrosła pięciokrotnie. Niemcy produkowały 15% światowej produkcji przemysłowej.”    
 
Ogromnie do przodu posunął się też wtedy cywilizacyjnie zabór pruski, który potem strasznie stracił cywilizacyjnie – gospodarczo po I Wojnie w II RP !
Ogromnie do przodu posunęła się  cywilizacyjnie III RP po przystąpieniu do „niemieckiej” EU. Czyżby Polska znów miała się cofnąć cywilizacyjnie ?

Archiwum. Szumy.
„W materiałach koncernów mikroelektronicznych podawane są czasem zdumiewająco pomysłowe układy pomiarowe – testowe do wydawałoby się trudnych zadań.
Samemu też należy wykazać inwencje w sytuacji gdy przyrządy pomiarowe mają kosmiczną cenę i nie można nawet o nich marzyć.

 W procesie produkcji a potem napraw urządzeń elektronicznych występują sprzężenia zwrotne. Może się przykładowo okazać że szumy urządzenia profesjonalnego czy powszechnego użytku są dużo większe niż sensownie oczekujemy i powinny być. Tranzystory, OPA i złożone układy monolityczne od marnego producenta mogą szumieć znacznie mocniej niż on podaje !

Celem tego opracowania nie jest omawianie zaawansowanej fizyki tranzystorów ani też szczegółów układów testowych dla linii produkcyjnej mikroelektroniki. Chodzi o to żeby każdy mógł zobaczyć i poczuć temat „szumów”.

 Tranzystor bipolarny dyskretny i monolityczny ma odniesiony do wejścia prąd i napięcie szumów o określonej gęstości widmowej. Dane dotyczące tranzystora 2N5087 są w tej mierze unikalne.

W zastosowaniach małej częstotliwości, na przykład w systemach pomiarowych i w automatyce, szczególnie szkodliwe są szumy różowe typu 1/F. Światowe koncerny mikroelektroniczne mają już technologie gwarantujące uzyskanie niskiego poziomu tych szumów w technologi monolitycznej.
Funkcja gęstości widmowej prądu szumów ma wyraźny komponent 1/F natomiast jest on znacznie słabiej zaznaczony w napięciu szumów. Stąd rezystancja źródła sygnału przy której prąd i napięcie szumów mają taki sam wkład w cały wypadkowy szum spada z częstotliwością o czym konstruktorzy zdają się zapominać. Jeśli dla zabezpieczenia przepięciowego wejść systemu współpracujących z kablami połączeniowymi urządzeń damy znaczne szeregowe rezystory to pojawi się potężny szum 1/ F od prądu.
Gęstość prądu szumów jest teoretycznie i praktycznie proporcjonalna do pierwiastka z prądu bazy i stąd tranzystory niskoszumne mają spore wzmocnienie prądowe czyli dla tranzystorów rodzin BC grupę C. Teoretycznie bez uwzględnienia m.in. rezystancji rozproszonej bazy Rbb gęstość widmowa napięcie szumów ma być odwrotnie proporcjonalna do prądu kolektora. Jak widać z wykresu praktyka nie pokrywa się tu z teorią i szumy napięciowe tego tranzystora przestają spadać przy Ic około 300 uA a przy mniejszych prądach rosną wolniej niż teoretycznie.

 Tranzystory niskoszumne małej częstotliwości „BC” ( i pod innymi oznaczeniami ze świata ) są w fabryce testowane pod względem ich szumów i szczególnie komponentu 1/F. Względnie długotrwały ekranowany test dla szumów  1/F w zakresie 10-50 Hz  jest kłopotliwy i z tego powodu jest zrównoleglony na linii produkcyjny czyli jest drogi.
Prąd i napięcia szumów są niewielkie i system pomiarowy musi być ekranowany co jest kolejnym kłopotem i generatorem kosztów. Aby zminimalizować efekt zakłóceń prąd szumów tranzystorów „BC”najlepiej jest zmierzyć przy znacznym prądzie kolektora rzędu 1 mA.
Przy takim prądzie z rezystancją wejściową 1 MOhm udział napięcia szumów na wyjściu wtórnika emiterowego jest  mniejszy od 5%  procent. Aby wzmocnienie wtórnika emiterowego było jak najbliżej 1 rezystor emiterowy Re ( lub źródło prądowe ) winien być jak największy. Przy idealnym zasilaniu napięcie zmienne Uce jest takie same jak na rezystorze Re co pozwala nam zastosować wygodną transformacje konfiguracji aby móc testować typy NPN i PNP. Faktycznie prąd szumów mierzony jest w konfiguracji WC a napięcie szumów w konfiguracji WE po zwarciu B-E  odpowiednim kondensatorem ! Aby prąd kolektora nie zależał od wzmocnienia prądowego tranzystora można zamiast rezystora użyć niskoszumnego źródła prądowego z tranzystorem JFet.

Na schemacie pokazano zdumiewająco prosty i dobry układ testowy szumów z tranzystorem DUT ( tylko grup B i C a najlepiej C ) i drugim niskoszumnym tranzystorem wzmacniacza o dużym wzmocnieniu prądowym grupy C pracującym z prądem kolektora circa 1 mA. Rezystor Re szeregowego ujemnego sprzężenia zwrotnego drugiego stopnia podnosi jego impedancje wejściową
( obciążająca wtórnik emiterowy na DUT i zmniejszająca jego wzmocnienie ) i obniża wrażliwość na zmiany wzmocnienia DUT.  Napięcie zasilania  wynosi 32 V bo tyle maksymalnie daje użyty zasilacz. Im wyższe jest napięcie zasilania tym mniejsze są ( bez źródła prądowego ) zmiany prądu kolektora DUT na skutek zmiany ich wzmocnienia prądowego.  Sygnał wyjściowy podano do oscyloskopu.
Niestety zamiast oczekiwanych niewielkich szumów mamy duży quasi prostokątny sygnał o częstotliwości circa 40 KHz spowodowany maleńką pojemnością między wejściem a wyjściem układu statuującą generator.
Programem do symulacji układów elektronicznych Microcap możemy się przekonać że z powodu dużego wzmocnienia  (wejście prądowe -  wyjście jest napięciowe ) układu wystarczy mikroskopijna pojemność między wyjściem a wejściem aby stał się obserwowany generator. Symulacja z pojemnością dającą podobny sygnał jak na oscyloskopie daje częstotliwość oscylacji 42 KHz czyli zgodność z naturą jest znakomita. Jest to jednocześnie w przybliżeniu częstotliwość graniczna -3 dB wzmacniacza ! Czyli filtry dolnoprzepustowy jest zbędny ale składowe szumów o większych od 40 KHz częstotliwościach są jednak obecne bo przecież charakterystyka częstotliwościowa nie opada gwałtownie ale łagodnie.
Ponieważ nie ma w prostym układzie stabilizujących silnych ujemnych sprzężeń zwrotnych jego stabilność nie jest wysoka. Kalibruje się go ( i bada charakterystykę częstotliwościową ) podając sinusoidalny prąd rezystorem 10 MOhm i napięcie  z dzielnika z dolnym rezystorem 1 Ohm. Częstotliwość graniczna dla wejścia I jest trochę mniejsza niż dla U !  
 Po minimalizacji szkodliwej pojemności Wyjście – Wejście na ekranie  oscyloskopu wreszcie  jest szum (BC413C).   

Dla uniknięcia aliasingu sygnał przed próbkowaniem i przetwarzaniem A/D poddany jest filtracji dolnoprzepustowej. Z drugiej strony zbyt krótki czas przyjmowania serii próbek powoduje utratę informacji z widma o małych częstotliwościach.
Oscyloskop ma wejście ustawione na AC i jest wyzerowany. Gdy podstawę czasu damy dla czytelnego sygnału (częstotliwość „graniczna łagodna” wzmacniacza wynosi ca 40 KHz ) to może się zdawać że ma on składowa stałą DC ( różna za każdym razem ?) co jest nieprawdą. Gdy damy podstawę czasu taką aby czytelny był sygnał zakłócający 50 Hz widać że on jest w tym szumie ale niestety widać tylko obwiednie tego szumu.
Z badań nad zakłóceniami w medycznym urządzeniu EKG wynika ze w typowym pomieszczeniu równoważna pojemność między ciałem dorosłego człowieka a linią L sieci energetycznej 220 V – 50 Hz wynosi około 3 pF. Oczywiście w testerze taka pojemność między maleńkim obwodem bazy DUT a siecią L jest maleńka ale przecież obserwowane prądy szumów są maleńkie. Aby to zakłócenie sieciowe 50 Hz usunąć wystarczy namiastka ( czyli łatwego nieszczelnego ) ekranowania i przy szybkiej podstawie czasu „składowa stała” jest znacznie mniejsza i spowodowana jest szumem 1/ F. Czyli mamy metodę na ocenę szumów 1/F!
Z kondensatorem „zwierającym”  wejście DUT zdecydowanie dominuje w sygnale wyjściowym napięcie szumów ale zaskakująco sygnał jest znacznie mniejszy.
N.B. Warto zwrócić uwagę że „ekranem” są płaszczyzny na PCB, uziemione kondensatory elektrolityczne i foliowe ( ważne która elektroda połączona jest z GND) i tranzystory w obudowach TO220 ale gdy na kolektorze nie ma napięcia zmiennego i inne duże przewodzące elementy.   

 Pasmo można ograniczyć od góry kondensatorem filtru dołączonym równolegle do wyjścia a od dołu włączonym szeregowo.
Zgodność pomiaru szumów z wiarygodnymi (!) deklaracjami katalogowymi jest po kalibracji lub symulacji bardzo dobra.
Tani, masowy niskoszumny japoński tranzystor 2SC2240 ( Toshiba, grupa BL ma wzmocnienie prądowe około 500 razy ) jest dedykowany do źródeł sygnału o małej rezystancji. Pod względem napięcia szumów jest doskonały i nieporównywalny z niczym dostępnym ale ma też najmniejszy prąd szumów i zdecydowanie najmniejsze komponenty 1/F !
Z prądem kolektora Ic=1 mA przy 1 KHz poziom szumów <1 dB jest dla źródeł o rezystancji od 80 Ohm do 15 KOhm.

Po drugiej stronie jakości są „straszne” tranzystory KT315 produkcji ZSRR i SC236 NRD. Nawet ich podane szumy są wysokie ale w rzeczywistości są o wiele większe niż deklarowane. Koszmarne są komponenty 1 /F. Tranzystory te nie są w fabrykach testowane a przestarzała technologia produkcji jest wyjątkowo podła !
Tranzystory BC238C i BC413C Siemensa oraz BC549C Philipsa zachowują się identycznie. Część tranzystorów Cemi jest pod względem szumów  taka sama jak te wymienione. Natomiast część tranzystorów Cemi nie różni się od wyrobów ZSRR i NRD i nadają się do kosza. 
Trudno orzec z czego to wynika. Być może część struktur tranzystorów Cemi jest importowana.
Niskoszumne tranzystory mają mały rozrzut napięcia Ube przy określonym prądzie Ic  a  szumiące mają duży rozrzut tego napięcia czyli po prostu jakość technologii decyduje o wszystkich parametrach a w tym i o szumach.    

Sygnał z testera można też podać do wzmacniacza Audio i go odsłuchać. Od razu można po barwie dźwięku ( szum różowy ) odróżnić dobre tranzystory z małym udziałem szumów 1/F od podłych.
Tranzystor KT315 aż bulgocze i prawie trzeszczy gdy 2SC2240 trochę tylko szumi !

 O ile sam DUT NPN lub PNP mocno wzmacnia swoje szumy to sprawa z pomiarem szumów tranzystorów JFet jest trudna jako że napięcie szumów niskoszumnego JFeta może być bardzo małe  ( nawet mniejsze niż niskoszumnego tranzystora bipolarnego !) a jego wzmocnienie napięciowe jest niestety niewielkie. Transkonduktancja wzmocnienia konkretnego typu zależy m.in. od Id ale też od Idss i układ pomiarowy musi pracować z silnymi stabilizującymi wzmocnienia ( napięciowe i prądowe ) sprzężeniami zwrotnymi ! Ponieważ prąd szumów JFeta jest mały lub bardzo mały konieczne jest doskonałe, szczelne ekranowanie. Rezystory w układzie muszą być niskoszumne.
Testowanie szumów JFetów omówiono w II części. 

 Międzyszczytowe napięcia wejściowe szumów typu 1/F wzmacniaczy operacyjnych podawane są czasem  katalogowo dla przedziału częstotliwości 0.1-10 Hz. Często pokazany jest też użyty układ pomiarowy. Napięcie to mieści się typowo w zakresie 0.3-10 uVpp ale we wzmacniaczach Mosfet może być nawet większe. Trochę niepoważnie szumy 1/F w paśmie poniżej <0.1 Hz nazywane są dryftem. 
W żadnym znanym zjawisku ( z różnych dziedzin a nie tylko elektryczności – elektroniki ) nie istnieje dolna granica częstotliwości szumów typu 1/F. Łatwo można się o tym przekonać rejestrując  szum 1/F OPA ( tu bez filtracji górnoprzepustowej i z jednorazowym ( po nagrzaniu przed rejestracją ) precyzyjnym i stabilnym ręcznym zerowaniem) rejestratorem z taśmą papierowa o wolnym przesuwie  w ciągu przykładowo dwóch dni. Znacznie szybciej rosną jednak szumy prądowe 1/F bipolarnych OPA – tak samo zresztą jak w dyskretnych tranzystorach. Zatem w teście szumów 1/F OPA trzeba również/głównie zwrócić uwagę na prądy szumów !
Na OPA można wykonać użyteczne źródło szumów 1/F małych i bardzo małych częstotliwości.   
   
Pytania kontrolne.
1.Załóżmy że ( F=const ) gęstość prądu szumów tranzystora  rośnie z pierwiastkiem prądu kolektora a napięcia szumów spada  z pierwiastkiem prądu kolektora.
-Jaki jest w funkcji rezystancji źródła sygnału  optymalny dla minimalizacji szumów ( tylko tego stopnia ) prąd kolektora ?
2.Podaj znane z różnych dziedzin zjawiska w których występuje szum typu 1/F.
3.Wymień zastosowania dla generatora szumów różowych 1/F małych i bardzo małych częstotliwości
4.Rezystancja Rbb tranzystora spada z rosnącym prądem pracy kolektora. Dlaczego ?”


Archiwum. Drugie przebicie.
 „Szwedzki koncern Asea w 1974 roku wypuścił pierwszego w świecie robota przemysłowego z napędem elektrycznym. Silniki prądu stałego DC sterowane były z tranzystorowych mostków H. W 1981 roku Asea wypuściła pierwszego robota z silnikami prądu zmiennego AC sterowanych z mostka trójfazowego z modulacją PWM z tranzystorami Darlingtona.
Światowy lider sterowań CNC Fanuc od 1982 roku odchodzi od napędów tyrystorowych z silnikami DC ( do małej  i średniej mocy ) do napędów DC ale z tranzystorowymi (Darlingtona) mostkami H i do napędów AC z mostkami trójfazowymi z Darlingtonami.
Liderem w produkcji wysokonapięciowych tranzystorów Darlingtona do inverterów są oczywiście koncerny Japonii a w tym wspomniana Toshiba. Tylko w Japonii roboty przemysłowe stosowane są rutynowo.
W urządzeniach grupy „Office automation” i urządzeniach laboratoryjnych masowo stosowane są silniki krokowe a tam gdzie potrzebny jest większy moment i moc silniki BLDC. Napięcie zasilania sterowników nie przekracza 48V. Coraz popularniejsze są tu scalone drivery monolityczne. Temat dobrze rokujących silników krokowych i ich sterowania jest omówiony osobno.
Optymalne technologicznie – ekonomicznie są wielkością  struktury wysokonapięciowych tranzystorów Darlingtona na prąd do 10-15 A i stąd w modułach półmostków i mostków trójfazowych połączonych równolegle bywa wiele dobranych (!) struktur. Moduły te są drogie i objęte kontrolą eksportu czyli zimnowojennym embargiem. 

 Przeciętny komputer – składak  zgodny z IBM PC kosztuje około 1000 dolarów a „moc” ich kolejnych generacji szybko rośnie. Minikomputer rodziny VAX o mocy PC AT kosztuje około 30 tysięcy dolarów ! Niestety system operacyjny DOS tych komputerów wprost nie nadaje się do realizacji sterowań CNC i robotów przemysłowych ale dotyczy to ogromnej większości systemów operacyjnych wszelkich komputerów.
N.B. Wspomniany koncern Toshiba w 1985 wypuścił przenośny komputer T1100 o wadze 4.1 kg zasilany z akumulatora z kolorowym ekranem graficznym LCD w standardzie CGA. Jest zgodny z komputerem PC i kosztuje 1900 dolarów. Ma procesor 80C88 czyli taki jak model XT ale nie ma niestety twardego dysku.

Natomiast invertery dla serwomechanizmów tak spektakularnie nie tanieją !

Produkcja zasilaczy impulsowych SMPS (szczególnie wbudowanych w TVC, monitory i komputery ) szybko rośnie.
Szczególnie w  tranzystorach wysokonapięciowych bardzo ważny jest impulsowy obszar pracy bezpiecznej SOA. 

 Jedynym masowym zastosowaniem tranzystorów mocy pracujących impulsowo z napięciem większym od Uceo jest stopień końcowy odchylania poziomego H-Out w odbiornikach TVC i monitorach komputerowych. Tranzystor BU208A o katalogowym napięciu Uceo=700 V ma chwilowo w fazie powrotu napięcie do 1100 Vp czyli mniejsze niż Ucbo=1500V.  Ale rzeczywiste napięcie Uceo jest zawsze większe niż podane katalogowo. W starszych zasilaczach impulsowych tranzystory pracowały chwilowo z napięciem większym od Uceo ale obecnie nie jest to już faktycznie, realnie  praktykowane. Tranzystory o katalogowym napięciu Uce=450 V mają to napięcie faktycznie najmniej 550V i takie napięcie jest szczytowo na kolektorze przy wyłączaniu.
Praca z napięciem większym od Uceo zawsze jest ryzykowna i minimalizujemy to ryzyko stosując ujemne napięcie na bazie wyłączające tranzystor oraz odciążający snubber.
Tranzystory w inverterach dla silników zawsze pracują z napięciem mniejszym od Uceo.      
   
 Układy do obserwacji i pomiarów drugiego przebicia omawiano w światowej prasie naukowej od 1965 roku. Polecana jest publikacja „Prufverhafren zur zerstorungsfreien Untersuchung des Second Breakdown bei Leistungs transistoren”. Funktechnik 1, 1972. Z niej pochodzi pokazany schemat blokowy urządzenia. W dwóch wersjach jest ono na maksymalnie Uceo/Ic, 100V/5A i 300V/2.5 A. W poważnym artykule podano schemat ideowy. Urządzenie wykonano na 27 tranzystorach a w tym tranzystorze unipolarnym wzorując się na materiałach koncernu RCA. Stosując współczesne elementy scalone urządzenie może być o wiele prostsze i lepsze.

Rzekomo układ testowy drugiego przebicia skonstruował na podstawie schematu z tego artykułu z Funktechnik  już dawno (1972) Z.Pióro w pracy magisterskiej na Politechnice Warszawskiej ale on raczej nie działa a sama praca jest niedostępna.
 
 Istnieje wiele metod pomiarowych dotyczących zjawiska SB. Są mniej lub bardziej przydatne i ograniczone. 
 „Obserwacja trajektorii Uce-Ic wyłączania przez tranzystor prądu indukcyjności  z zerowym prądem bazy Ib=0 jest prosta. Ale bardziej użyteczny jest jednak wykres Uceo w funkcji czasu jako ze prąd w indukcyjności maleje prawie liniowo. Oczywiście nie stosujemy żadnego pokazanego na schemacie przekaźnika tylko bazę tranzystora sterujemy z generatora (ewentualnie z szeregową z B DUT  diodą aby Ib-=0) lub dedykowanego układu testera z impulsem pojedynczym.

 Choć zjawisko drugiego przebicia znane było od dawna to jego fizykę rzetelnie zaczęto badać dopiero po 1967 roku. Występuje ono również w diodach ! Do dziś nie wiadomo czy zjawisko to zachodzi punktowo czy w mikro cylinderku. Szerokość obszarów pracy bezpiecznej SOA tranzystorów ma realnie podstawowe znaczenie.
W CRT odbiorników TVC z rzadka występują destrukcyjne przebicia. Ale jednak rzadkie są uważane za zjawisko normalne które musi być tolerowane bez uszkodzeń przez elektronikę ale chwilowa (<1 sec ) przerwa w pracy TVC lub monitora komputera jest dopuszczalna.  Tranzystor mocy – klucz do stopnia końcowego odchylania poziomego wraz za całą aranżacją układu ( także dioda HV w mostku E/W przy tranzystorze ) winien taki incydent znieść. Jak widać z dokumentu  dla tranzystora BU208A zwykły dla tranzystorów obszar SOA poszerzono o niepowtarzalne incydenty związane z wyładowaniami w CRT.  

 Od niedawna zachodnie koncerny mikroelektroniczne oferują diody prostownicze „ Controlled Avalache” tolerujące impuls mocy wstecznej niczym dioda Zenera. Potężna Motorola oferuje diody prostownicze mocy z własnością Avalanche i wówczas do normalnego oznaczenia diody  dodana jest litera E od Energy a dioda jest o circa 30% droższa.
Dioda prostownicza „ Controlled Avalanche” Philipsa BYX25 o Iav = 20A  i Urwm = 800-1400V wstecznie toleruje przez czas 10 usec impuls o mocy 30 KW czyli o energii 0.3 Joula. Większe diody tolerują znacznie większą energie impulsu. Wykonanie testera o mocy impulsu 1 MW przy sporym napięciu nie jest sprawą prostą
Mała dioda Avalanche BYX45 o Iav=1.5 A toleruje 10 usec impuls o mocy 2.5 KW czyli o energii 25 mJ.
Diody te na duże napięcia mogą przykładowo służyć jako Diody Zenera do nadnapięciowego wyzwalania tyrystorów wysokonapięciowych połączonych w dużej ilości szeregowo. Z uwagi na duży rozrzut napięcia trzeba je jednak poselekcjonować. Gdy zawiedzie układ wyzwalania bramki jednego z szeregowych tyrystorów zostanie on bezpiecznie złączony przez DZ nadnapięciowo przy załączeniu pozostałych tyrystorów w szeregu. Oczywiście lepszy były samobezpieczny tyrystor  w własnością „Controlled Avalanche” a najlepiej gdyby od razu był fototyrystorem załączanym światłem ze światłowodu. Można sobie pomarzyć.

Zachowanie tranzystora w obszarze lawinowym łatwo obserwujemy w układach podanych w Data Sheet. Jako indukcyjność zastosowano uzwojenie pierwotne transformatora mocy TI-13 zasilacza impulsowego SMPS odbiornika TVC Jowisz 500 o nominalnej indukcyjności 2.85 mH.
Napięcie Uceo nie jest skalarem ale złożona funkcją zależną od Ic oraz historii mocy impulsu. Pokazano napięcie Uce na tranzystorze Darlingtona BDX53A rozłączającym prąd 3.3 A z wymienioną indukcyjnością. Napięcie zasilacza jest niewielkie i większe niż  Ucesat+I*R. Wyłączenie tego tranzystora z Ib=0 jest powolne. Prąd spada prawie liniowo i początkowo napięcie Uce trochę spada a następnie ma odcinek o ujemnej rezystancji dynamicznej i rośnie. Napięcie Uceo jest znacznie większe niż deklarowane  katalogowe. Po zwiększeniu prądu zainicjuje się  II Przebicie ale gdy prąd natychmiast przerwiemy jest ono nieszkodliwe.

Tranzystory BDY25 mają Uceo około 220V.

Przy impulsie o jeszcze tolerowanej energii tranzystor BD135 zachowuje się podobnie jak inne tranzystory.

Ale gdy prąd – moc i energie impulsu  zwiększymy to tranzystor ten bardzo szybko wchodzi w przebicie lawinowe ( po rozciągnięciu podstawy czasu okazuje się ze peak pierwszego „impulsu” jest dużo większy) i w inicjacje  II przebicia ale z niego wychodzi i jest paczka mocnego „szumu”.

Zwróćmy uwagę że w obszarze lawinowym każdy tranzystor jest wprost niesamowicie szybki a już Ft tego  tranzystora BD135 dochodzi do 250 MHz ! Skutkiem pojemności i indukcyjności połączeń prąd po pre inicjacji II Przebicia zostaje przerwany ! Takie anomalie są znane od lat.

 Ten dławik z rdzeniem ferrytowym w fazie Flyback oddaje tu około 90% energii pola magnetycznego jaka wynika z prądu i indukcyjności. Gdy zastosujemy tranzystor o dużym Uceo to ta energia nie spada.
Zupełnie inaczej zachowuje się dławik z rdzeniem z typowej blachy elektrotechnicznej. Od pewnego poziomu im większe napięcie impulsu Flyback ( czyli krótszy jego czas ) to mniejsza jego energia ! Po prostu parametry częstotliwościowe takiego rdzenia są marne i on absorbuje energie !   

 Już w latach sześćdziesiątych w konstrukcji i produkcji tranzystorów mocy zwracano uwagę na szerokość obszaru SOA. Popularny, przestarzały  tranzystor mocy 2N3055 jest niby standardem przemysłowych produkowanym pod tą i pod innymi nazwami Ale ten tranzystor od Toshiby jest „pancerny” a od SGS bardzo delikatny. Słusznie znakomitą opinie mają też tranzystory Motoroli. Produkowane przez Cemi tranzystory mocy są marne pod względem SOA co skutkuje wysoką awaryjnością urządzeń elektronicznych z nimi. Cemi nawet wadliwie montuje w obudowach importowane chipy tranzystorów skutkiem czego cześć (!) z nich ma wąski obszar SOA.

 Jedne zastosowania tranzystorów mocy znikają ale pojawiają się zastosowania nowocześniejsze. Ciągłe, mało sprawne regulatory napięcia mocy są wypierane przez zasilacze impulsowe SMPS. Nowocześniejsze, szybsze tranzystory – klucze o szerszym obszarze SOA do nich pozwalają stosować snubbery tracące mniej mocy co polepsza sprawność, szczególnie przy małych obciążeniach. 
Silniki serwomechanizmów w nowoczesnych maszynach CNC i robotów... zasilane są nowoczesnymi inverterami z wysokonapięciowymi tranzystorami mocy jako kluczami. Snubbery (zwymiarowane na maksymalną chwilową moc czyli maksymalny prąd i napięcie !) ogromnie podnoszą w inverterach straty mocy i pilnie potrzebne są lepsze tranzystory które wraz  z antyrównoległymi diodami Ultra Fast pozwolą nie stosować snubberów.

Pytania kontrolne.
1.Objaśnij fizykę zachowania tranzystora bipolarnego w różnych definicyjnych reżimach pokazanych na wykresie.

2.Gdy napięcie Uce tranzystora NPN rośnie do Uceo jego stałoprądowe wzmocnienie prądowe od bazy w konfiguracji WE rośnie do nieskończoności. Przy napięciu Uce większym od Uceo w obszarze lawinowym prąd bazy musi być ujemny ale i tak w prądowej konfiguracji WE tranzystor jest niestabilny. W konfiguracji WB przy Uce<Uceo wzmocnienie prądowe jest mniejsze od 1 ale przy Uce>Uceo jest większe od jedności (!) i dla Uce dążącego do Ucbo rośnie do nieskończoności ale tranzystor może być stabilny ale obszar SOA jest bardzo wąski.
-Podaj zależność na współczynnik powielania M w obszarze lawinowym oraz ustalone eksperymentalnie stałe n w tym wzorze dla różnych materiałów półprzewodnikowych.  

3.Na wykresie pracy bezpiecznej SOA dopuszczalna moc impulsu rośnie wraz ze spadkiem czasu trwania impulsu ale i tak często prawy górny rożek obszaru nie jest prostokątny ale ścięty. Dlaczego ?

4.W obszarze przebicia lawinowego tranzystor jest bardzo szybki i może momentalnie rozładować (czas impulsu rzędu 10-1000 ns) kondensatorek prądem szczytowym kilkanaście razy większym od Ic.
-Dlaczego ilość tych impulsów jest ograniczona do momentu uszkodzenia tranzystora ?
-Ile tych impulsów tranzystor przeżywa i od czego to zależy ?

5.Antyrównoległa w tranzystorze „Mosfet” integralna „dioda” to tranzystor bipolarny z bardzo małym rezystorem Rbe. Przy rosnącym napięciu Uds „dioda” ta zaczyna lawinowo przewodzić ale możemy dając diodę Zenera do G-D wymóc wcześniejsze przewodzenie Mosfeta.
-Dlaczego sam Mosfet jest przy dużym napięciu w stanie zaabsorbować więcej energii impulsu niż „dioda” ?
-Jakie zmiany wprowadzili w konstrukcji producenci Mosfetów aby „dioda” była w stanie absorbować impulsy o dużej energii. Dlaczego zdolność absorpcji energii jest aż tak wysoka ?

6.Gdy przewodzi antyrównoległa dioda Mosfeta po zmianie kierunku prądu przez czas Trr jeszcze przewodzi. Gdy zmiana kierunku dużego prądu jest gwałtowna i szybkość narastania napięcia dUds/dT jest znaczna przyrząd  ulega stopniowej degradacji i w końcu uszkodzeniu. Dlaczego?
-Dlaczego ( 2 powody ) wsteczne przewodzenie silnie załączonego bramką Mosfeta znacznie łagodzi to zjawisko ?
-Do jakiego nominalnego napięcia Mosfetów zjawisko to nie eliminuje ich z użycia w Inverterach PWM.   
   
7.Nowością są ( materiały ) tranzystory IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor. Są bramką sterowane tak jak tranzystor Mosfet ale przy dużych napięciach mają znacznie większe gęstości prądu niż Mosfety czyli potencjalnie mogą być niedrogie relatywnie do mocy klucza. Na tle Mosfetów są powolne i niestety występuje w nich po wyłączeniu bramką przeciąganie prądu kolektora podobne jak w tyrystorach GTO. Jedna karta katalogowa dotyczy IGBT koncernu General Electric typu  IGT8D21 / E21 o prądzie 20A na napięcie 400 / 500V. Energi Avalanche w ogóle nie podano.

Nadają się one do inverterów PWM zasilających serwomechanizmy pracujących z częstotliwością modulacji do 4 KHz. Sterowane bramką mają szeroki obszar SOA ale  przy Uge=0 zdolność lawinowej absorpcji energii jest mała a nawet bardzo mała. Chcąc absorbować przy dużym napięciu  Uce energie trzeba włączyć DZ między G a C.
-Dlaczego tak jest ?

8.Zmierzona ( przyrząd pomiarowy RLC o maksymalnym odczycie 999 pracuje z częstotliwością 1 KHz) indukcyjność uzwojenia pierwotnego (piny 6-7) użytego transformatora SMPS TI-13 ( TVC Jowisz 500, jest jego dokumentacja ) wynosi 2.77 mH a uzwojenia wtórnego (11-12) 8.05 mH. Po zwarciu uzwojenia pierwotnego indukcyjność rozproszenia uzwojenia wtórnego wynosi 0.53 mH. Gdy uzwojenia połączymy szeregowo (6+11) to zmierzona indukcyjność (7-12) wynosi 19.8 mH.
-Jaka jest dokładność użytego miernika indukcyjności ?
-Czy gdy te uzwojenia połączymy szeregowo (7+12) zmierzona indukcyjność (6-11) będzie również 19.8 mH ? Z czego może wynikać różnica ?

9.Rdzeń ferrytowy E65/27 (dokumentacja ) dławika ma szczelinę 1 mm. Jaką w przybliżeniu dławik może magazynować energie przy Bmax=0.3 T gdy przenikalność magnetyczna rdzenia wynosi wtedy 1500 ?
-Ile zwojów ma mieć uzwojenie aby przy prądzie 5A indukcja wynosiła  Bmax=0.3 T ?

10.Ze względu na zjawisko wypierania prądu transformatory i dławiki ( szczególnie ze szczeliną ) do SMPS nawija się złożonymi drutami lub Litz-ą.  Toroidalny rdzeń proszkowy ma rozłożoną w masie szczelinę.
-Dlaczego dławik na toroidalnym  rdzeniu proszkowym może być nawinięty pojedynczym przewodem średnicy, która wymagałaby  już z rdzeniem E ze szczeliną  użycia dwóch równoległych drutów lub Litzy.

11.Dla impulsów  sporej energii do testu Uceo dużych tranzystorów ( sporego napięcia a także diod lawinowych ) dostępne rdzenie ferrytowe ze szczeliną w konfiguracji Flyback gromadzą za małą energie.
Duże i wielkie są  rdzenie ( i możliwa duża szczelina ) z blach transformatorowych ale ich własności szybko psują się z częstotliwością.
-W jakim celu tylko w uzwojonej kolumnie rdzenia dużego dławika daje się wiele równomiernie rozłożonych na długości szczelin a nie jedną dużą ?
-Jaki jest minimalny sensowny czas impulsu mocy Flyback z dławika / transformatora z blachy anizotropowej 0.3 mm ? 

11.Zaproponuj konfiguracje testera do diod Controlled Avalanche o mocy impulsu o czasie 10 usec do 1 MW m.in. z tyrystorem jako kluczem mocy i kondensatorem foliowym jak źródłem energii dającym impuls mocy quasi (pół) sinusoidalnej.


Archiwum – „Pirometr
Automatyczny, elektroniczny  pirometr fotoelektryczny  służy do bezdotykowego pomiaru temperatury ciał. Analizuje on  promieniowanie cieplne emitowane przez obserwowane ciało.
Pierwszy pirometr optyczny powstał w 1752 roku.
Fotoelektryczne pirometry mają zastosowanie w:
-Pomiarze temperatur w piecach metalurgicznych co pozwala zmniejszyć zużycie paliwa i poprawić jakość wytopu. Mierzone są także temperatury profili przy gorącym walcowaniu
-Pirometr może być alternatywą do termopary na przykład do pomiaru temperatury przegrzewacza pary najwyższych parametrów
-Używany jest w procesie Czochralskiego do produkcji krzemowych monolitycznych walców
-Pirometr może służyć do pomiaru temperatur łopat turbin gazowych w różnych punktach gorących łopat
-Kontroli temperatur maszyn i urządzeń przemysłowych
-W przemyśle spożywczym do pomiaru temperatur substancji w procesach produkcyjnych.
-Do znajdowania w budynkach mostków cieplnych
-Do pomiaru temperatury ciała pacjenta
 
W obszernej Nocie Aplikacyjne AN-211 National Semiconductor poświęconej układowi LM10 pokazano m.in. schemat światłomierza z fotodiodą (zakres prądu fotodiody 50 nA - 500 uA ) do pętli prądowej 1- 5 mA ze skalą logarytmiczną a także co bardziej interesujące schemat pirometru do linii prądowej 1..5 mA. Układ mierzy logarytm z ilorazu prądów dwóch fotodiod w zakresie 0.01...100 razy. Na tle typowych wzmacniaczy logarytmicznych czułość jest słaba ( prąd fotodiody musi być dużo większy od jej prądu upływu ) ale wystarczająca w tym zastosowaniu a zaletą jest prostota i możliwość realizacji z układem LM10. Filtry optyczne przed fotodiodami (1) przepuszczają promieniowanie podczerwone i (2) zatrzymują je.

Wydaje się że NSC w układzie LM10 ( zawiera oprócz OPA źródło dowolnego napięcia odniesienia  a tu rezystory ustalają wartość napięcia  na Band Gap czyli 1.22 V  ) pokładał spore nadzieje ale jego cena była zaporowa i już obecnie układ jest nieosiągalny.
Pirometr do linii prądowej 4-20 mA o lepszych parametrach ( ale jednak z dużo większą ilością elementów ponieważ m.in. konieczny jest dyskretny małomocowy regulator napięcia ) pracujący na tej zasadzie można zbudować z małomocowymi wzmacniaczami operacyjnymi  JFet typu LF44x lub TL06x, gdzie x oznacza ilość OPA w obudowie czyli 1,2,4. Układy LF pobierają mniej prądu zasilania niż TJ a przy tym mają mniejsze szumy. Niewielki prąd polaryzacji z powodu zjawiska jonizacji zderzeniowej w wejściowych  tranzystorach JFet silnie zależy od wejściowego napięcia wspólnego i napięcia zasilania. Przy niewielkich napięciach zasilania i rozsądnym napięciu wspólnym jest on bardzo mały. Na wykresie pokazano prąd polaryzacji OPA LF44x w funkcji napięcia wspólnego. Dla mniejszych napięć zasilania jest on jeszcze mniejszy. 
Zakres napięć wspólnych tych OPA wygodnie obejmuje Vc ale przy nim najsilniejsza jest w wejściowych P -JFetach jonizacja zderzeniowa i największy prąd polaryzacji.

Gdy strumień „Światła razem z IR” mierzonego obiektu jest niewielki prąd fotodiod jest mały i potrzebne jest sprytne ekranowanie dla minimalizacji zakłócającego pola elektrycznego od sieci energetycznej 50 Hz.
Problem stanowią filtry optyczne dla fotodiod. Mają one tłumienie także w ich pasmie przepustowym  co obniża wyjściowy prąd fotodiod.
Diody LED są też fotodiodami ale z uwagi na małą powierzchnie chipa mają słabą czułość! Dziwne wydaje się to że ich charakterystyka spektralna czułości jako fotodiody  jest trochę inna niż charakterystyka promieniowania jako LED. Diody LED w różnych kolorach są użyteczne w sensorach jako fotodiody i to nawet bez filtra.
Schemat pirometru pokazano i omówiono w dziale „Przegląd” 
Układ logarytmiczny w każdej konfiguracji ma parę tranzystorów PNP lub NPN  zależnie od tego co (A/K)  fotodioda ma na swojej metalowej obudowie która powinna być połączona z GND lub Vc. Najlepiej gdy jest to para monolityczna tranzystorów ale w Polsce nie są takowe produkowane. Można pary tranzystorów NPN wykorzystać z układu UL1111.  Tranzystory w dobrej jakości serii tranzystorów mają mały rozrzut napięć Ube i bez trudu można wybrać takie o różnicy napięć Ube <0.5 mV. Dla jak najmniejszych różnić temperatur połączone elektrody tranzystorów pary są umieszczone w jednym punkcie lutowniczym ( to połączenie cieplne !) a przylegające do siebie tranzystory pary mają plastikowe łebki okręcone drutem miedzianym. Gradient temperatury na PCB i w powietrzu musi być znikomy i szczęśliwie w układach mini i mikromocowych tak jest. Płaszczyzny miedzi na PCB wyrównują temperatury. Prądy tranzystorów ( czyli fotodiod w pirometrze ) są małe i generacja ciepła w tranzystorach jest nieistotna.  W układach logarytmicznych do kompensacji cieplnej wzmocnienia zamiast typowego (ale nie w Polsce) miedzianego rezystora można zastosować (z niewielką zmianą rezystora dzielnika) miniaturową żaróweczkę.