PE Samoscylujacy zasilacz komputera PDP 8 Archiwum

PE Samoscylujacy zasilacz komputera PDP 8 Archiwum

 Mini-komputer HP2100 zawiera conajmniej 350 układów scalonych wykonanych w technologiach TTL i przestarzałej technologii MicroLogic o różnej skali scalenia a w tym sporo układów MSI i LSI. Przykładowo ALU wykonano na układach 74181 równoważnym 75 bramkom logicznym. Użyto także układów pamięci ROM dla mikroprogramu. Komputer jest wiec równoważny około 3000-5000 bramek logicznych. Koncern HP dołącza szczegółową dokumentacje. Konstrukcja zasilacza jest interesująca. Udane komputery z ciągle rozwijanej rodziny HP2100 uchodzą za podpompowane (w momencie narodzin rodziny) do 16 bitów 12 bitowe komputery koncernu DEC PDP 8. Jest w tym tylko odrobinka prawdy. Generalnie pobór prądu minikomputera z zasilania 5V przekracza 10 Amperów ale dla rozbudowanej jednostki może być znacznie większy.

Najprymitywniejszy, niewiarygodnie wolny i prymitywny, serialny komputer z rodziny PDP 8 ma zaledwie 519 bramek.

Wymaganie tolerancji "wypadnięcia" w sieciowym napięciu zasilającym conajmniej jednego cyklu napięcia zasilania przez zasilacze komputerowe sprawia ze moc strat w tranzystorze mocy dużego zasilacza liniowego jest ogromna jako ze mimo stosowania kondensatora zasilacza o wielkiej pojemności napięcie na nim musi być dodatkowo znacznie większe niż napięcie wyjściowe zasilacza. Brak jednego cyklu wynika z lokalnego zwarcia w sieci zasilającej wyłączanego lokalnym bezpiecznikiem. Dodatkowo dochodzi minimalny spadek napięcia stabilizatora ciągłego na tranzystorze mocy. W zasilaczach +5V nominalne napięcia wejściowe dla regulatora są z reguły większe od 15V ! Sprawność regulatora liniowego jest wiec koszmarnie mała. Użycie wentylatorów jest konieczne. Wydzielana moc cieplna negatywnie rzutuje na niezawodność komputera.

Optymalnym rozwiązaniem jest sieciowy zasilacz impulsowy tym bardziej ze właściwa gęstość energii w kondensatorze prostownika sieciowego jest największa właśnie przy napięciu kondensatora 350/385V. Zakładając że zasilacz impulsowy będzie działał do napięcia 150Vdc (nominalnie jest na kondensatorze prostownika ca 300V) to z kondensatora przetransferujemy na wyjście 75% zgromadzonej w nim energii. Zauważmy że w zasilaczu ciągłym transferujemy z wejścia na wyjście ładunek a nie energie co ogromnie pogarsza bilans.

Do czasu jednak rozpoczęcia produkcji niezawodnych wysokonapięciowych tranzystorów mocy do przetwornic sieciowych stosowano zasilacze impulsowe po stronie niskiego napięcia.

Zasilacz komputera PDP8 H740 z połowy lat siedemdziesiątych jest prosty a przy tym osiągnięta sprawność jest wysoka. Regulacja przy zmianie napięcia sieciowego i zmianie obciążenia jest dobra i zupełnie wystarczająca. Nota Bene z łatwością można je polepszyć ale jest to niecelowe.

W komputerze PDP8 mostek prostowniczy zasilany jest uzwojeniem wtórnym ze środkowym odczepem zwykłego żelaznego transformatora 60Hz dając na wyjściowych kondensatorach o pojemności 25000 uF symetryczne napięcie +/-39V. Napięcie dodatnie podano do regulatora impulsowego +5V a ujemne do regulatora -15V. Konstrukcja obu regulatorów jest bardzo podobna a różnice wynikają z biegunowości napięcia i sprowadzają się do zmiany polaryzacji tranzystorów. Podczas chwilowego braku napięcia zasilania praktycznie cala energia z kondensatora w obwodzie +39V zostanie przetransferowana do wyjścia +5V. Tak więc cel tolerancji zaniku napięcia sieciowego został osiągnięty. Tak wielkie napięcie wejściowe regulatora +5V uczyniło koniecznym zastosowanie tyrystorowego (tyrystor Q10) układu Crowbar bowiem awaria regulatora spowodowałaby apokaliptyczne zniszczenia komputera. Tyrystor jednocześnie zwiera napięcie wejściowe +39V regulatora poprzez rezystor 0.1 Ohm oraz dodatkowo napięcie wyjściowe +5V poprzez diodę. Zadziałanie Crowbar powinno zawsze powodować zadziałanie bezpiecznika sieciowego. Użycie rezystora 0.1Ohm jest konieczne dla ochrony nadprądowej tyrystora który bez niego ulegnie zniszczeniu. Przez kilku milisekundowy czas rozładowania kondensatora prostownika rezystorem 0.1Ohm wyjście +5V regulatora jest i tak chronione.

Zauważmy ze w trywialnych podręcznikowych opisach działania Crowbar nie ma całej prawdy o systemowej roli tego zabezpieczenia. Samo bowiem zwarcie wyjścia regulatora nie spowoduje szybkiego działanie bezpiecznika sieciowego a w następstwie daje ryzyko przegrzania elementów i inicjacji pożaru. Zadziałanie Crowbar oznacza konieczność naprawy zasilacza.

Dla układów TTL napięcie zasilania winno się mieścić w zakresie 4.75-5.25 V ale układy działają poprawnie aż do 4V. Zbyt wysokie napięcie spowoduje uszkodzenie układów. Szczególnie podane są na uszkodzenia wejścia które są bezpośrednio dołączone do +5V gdyż dochodzi do przebicia wejściowego tranzystora wieloemiterowego. Jednorazowo, chwilowo tolerowane są nawet napięcia 7V co jednak zdecydowanie obniża niezawodność systemu.

Dalsze uwagi tycza zasilacza +5V.

Elementem wykonawczym samooscylującego regulatora jest potrójny komplementarny Darlington NPN-PNP-PNP na tranzystorach Q6, Q7 i Q8. Maksymalny prąd kolektora tranzystora Q6 typu 2N5302-TO3 wynosi 30A , tranzystora Q7-D45H , TO220 wynosi 10A a jego spore Ft to 50Mhz a czasy przełączania powyżej 100ns . Są one odpowiednie do prądów obciążenia rzędu 15A. Dyfuzyjny tranzystor malej częstotliwości Q6 nie jest szybki (czasy przełączania ca 1us) ale biorąc pod uwagę niską częstotliwość pracy zasilacza wystarczający.

Lepszym rozwiązaniem byłoby zastosowanie jako Q6 trzech połączonych równolegle szybkich tranzystorów typu D45H oraz diod w obudowie TO220 lub TOP3 i rezygnacja z wszelkich połączeń przewodami na rzecz integracji całości na PCB. Pozwoli to radykalnie ograniczyć szkodliwa indukcyjność połączeń w obwodzie mocy co pozwoli zmniejszyć straty dynamiczne i ograniczyć generowane zakłócenia.

Sprawne wyłączanie tranzystorów mocy zapewniają względnie małe rezystory Rbe. Znaczny spadek dynamicznych strat wyłączania w finalnym tranzystorze wykonawczym można osiągnąć znacznie zmniejszając jego rezystor Rbe=10 Ohm a dodatkowo włączając z szereg z nim dławik 5uH (perełka ferrytowa na nóżce rezystora) celem zapewnienia dobrego wyłączania a dokładniej utrzymywania przez chwile w trakcie wyłączania ujemnego prądu bazy.

Optymalizacja wartości rezystorów Rbe w potrójnym / poczwórnym / pięciokrotnym tranzystorze Darlingtona celem minimalizacji sumy mocy strat statycznych i dynamicznych nie jest zadaniem banalnym.

Im mniejsze są użyte Rbe tym szybsze wyłączanie ale tez i zwiększone straty statyczne bowiem wzrasta napięcie Uce załączanych tranzystorów w Darlingtonie. Przy stosowaniu bardzo małych wartości Rbe konieczne staje się użycie poczwórnego / pięciokrotnego Darlingtona.

Podobnie niebanalne jest zestopniowanie mocy / prądów (także częstotliwości Ft !) tranzystorów składowych Darlingtona. Pamiętać należy ze czasy włączania i wyłączania tranzystorów mocy psuja się zdecydowanie powyżej prądu 50% Icm a dodatkowo podwyższona temperatura psuje własności dynamiczne.

Zadania optymalizacji są dla przykładu podobne do ustalenia ilości włączonych kaskadowo coraz mocniejszych (chodzi o powierzchnie tranzystorów składowych) inverterów CMOS wyprowadzających slaby, wewnętrzny sygnał układu logicznego CMOS VLSI na pin który musi już sterować linie / ścieżkę PCB 50-100 Ohm.

Radykalne obniżenie mocy strat wyłączania tranzystora mocy można uzyskać w pomysłowym i prostym układzie aktywnym stosowanym w niskonapięciowym zasilaczu impulsowym komputerów HP2100MX. Stosowanie szybkich kluczy wymaga jednak minimalizacji indukcyjności połączeń.

Obserwowanie i interpretowanie przebiegów generowanych kluczem mocy na ekranie oscyloskopu jest czasochłonne. Badany klucz mocy może sterować szeregowy obwód RL zasilany z napięcia rzędu 3-5V. R i napięcie zasilacza ustala prąd a L rzędu 1uH (na przykład metr przewodu luzem lub pól metra zwinięte w cewkę powietrzna) generuje przepięcie tym większe im szybciej wyłącza się klucz. Przepięcie to prostujemy dioda i kondensatorkiem podając do miernika DVM. Teraz regulując potencjometry użyte jako rezystory Rbe na mierniku przepięcia od razu widzimy konkretny efekt szybkości wyłączania !

Równie łatwa jest ocena sprawności regulatora przy zmianie jego elementów. Regulator zamiast z prostownika zasilamy ze stabilizowanego zasilacza mierząc przy tym pobierany prąd. Zakładając dokładną stabilizacje napięcia wyjściowego badanego regulatora impulsowego pobór prądu jest odwrotnie proporcjonalny do sprawności obciążonego (obciążenie musi być stabilne) regulatora

Wartość indukcyjności wybieramy tak aby nie przekroczyć napięcia maksymalnego Uceo tranzystorów badanego klucza mocy.

Użyta dioda D10 o prądzie maksymalnym 20A jest rodzaju Fast Recovery ale z pewnością nie Ultra Fast bowiem straty włączania klucza mocy są duże co doskonale widać na oscylogramach. Dołączony do bazy tranzystora Q8 kondensator ogranicza szybkość załączania prądu kluczem mocy.

Tranzystor Q10 jest wzmacniaczem sygnału błędu wytworzonym dioda Zenera D9 - 2.4V oraz regulowanym potencjometrem dzielnikiem napięcia wyjściowego.

Współczynnik termiczny napięcia Ube tranzystora wzmacniacza dobrze kompensuje się z dużym współczynnikiem napięcia diody Zenera.

Zauważmy ze wykonanie stabilizatora małych napięć z diodami Zenera nie jest proste w uwagi na duże współczynniki temperaturowe i duże rezystancje dynamiczne diod.

Tranzystor Q10 steruje wzmacniaczem Q9 a ten już steruje potrójnym Darlingtonem.

Do tranzystora wzmacniacza błędu podano rezystorem 68K napięcie z klucza mocy czyli niewielkie dodatnie sprzężenie zwrotne czyli wprowadzono histerezę.

W pętli regulacji sprzężenia zwrotnego znajduje się wyjściowy filtr LC Dławik mocy ma indukcyjność 100uH a kondensator wyjściowy gatunku low ESR ma pojemność 6000 uF. ESR (Equivalent Series Resistance ) tego kondensatora decyduje o położeniu bieguna charakterystyki częstotliwościowej i odpowiedzi impulsowej pętli układu regulacji. Odpowiedz jest aperiodyczna i taka jest pożądana. Zwróćmy uwagę ze zerowa ESR dałaby odpowiedz oscylacyjna na granicy utraty stabilności.

Spadek napięcia na rezystorze 0.025 Ohm w wejściowym obwodzie prądowym przy prądzie powyżej 25A powoduje przewodzenie tranzystora Q5 który podaje kolektorem sygnał do wzmacniacza błędu na tranzystorze Q10 ograniczając w ten sposób maksymalny prąd wyjściowy. Ogranicznik jest wolnodziałający co prawdopodobnie wynika z intencji konstruktorów. Tranzystory tolerują takie duże przeciążenie.

Zdaniem autora stosowanie w regulatorach samooscylujących liniowych układów scalonych jest nonsensem bowiem jak widać realizacja dyskretna jest tania i bardzo dobra. Oczywiście przyszłe generacje scalonych sterowników z pewnością odwrócą sytuacje.

Podkreślić należy ze komplementarne układy Darlingtona mają niższe napięcie przewodzenia ale stosowanie tranzystorów tylko typu NPN może być uzasadnione celowością niewprowadzania tranzystorów wysokonapięciowych mocy w stan quasi-saturation. Wysokonapięciowe tranzystory mocy wykonywane są tylko jako NPN.