PE TA-N88 Sony Archiwum

PE TA-N88 Sony Archiwum

 Tranzystory bipolarne we wzmacniaczach mocy audio zastosowano już w drugiej połowie lat pięćdziesiątych ale wzmacniacze lampowe produkowano do końca lat sześćdziesiątych a na potrzeby muzyków znacznie dłużej.
Popularna  pentoda EL84  i jej odpowiedniki w klasie A przy 10% zniekształceniach oddawała do 5.7 W mocy a ich para  w klasie AB do 17 W.
Pentoda EL34 w klasie A przy zasilaniu 265V ( napięcie anodowe wynosi 250V bowiem jest pomniejszone o spadek napięcia na oporności uzwojenia transformatora głośnikowego ) przy prądzie anodowym 100 mA moc wyjściowa przy zniekształceniach nieliniowych 10% wynosi 11W. W połączeniu triodowym moc wyjściowa  wynosi ledwie 4 W.  Ponieważ lampa pracuje z bliską maksymalnej mocą strat w anodzie i maksymalnym prądem katody jej trwałość nie będzie duża. Przy prądzie anodowym 70 mA moc wyjściowa wynosi 8W.
Moc wyjściowa układu przeciwsobnego w klasie B jest więcej niż proporcjonalna do anodowego napięcia zasilania. Przy sztywnym napięciu anodowym 800V moc wyjściowa part EL34 przy zniekształceniach 5% wynosi 100 W. Z realistycznym zasilaczem moc wyjściowa przekracza 80W. Wykonanie transformatora głośnikowego o małej indukcyjności rozproszenia z sekcjonowanymi uzwojeniami przy tak dużym napięciu anodowym jest trudne i w praktyce napięcia anodowe nie przekraczają 500V a moc wyjściowa pary EL34 45W. Wzmacniacze lampowe pobierały dużo mocy podobnie jak wszystkie urządzenia lampowe.
Parametry stosowanych we wzmacniaczach mocy tranzystorów były kiedyś marne podobnie jak konfiguracja wzmacniacza. Marne były obiektywne parametry i subiektywny odbiór. Pojawiły się określenia lampowe i tranzystorowe brzmienie.
Sygnał mowy i  muzyki cechuje duży iloraz wartości szczytowej sygnału do wartości skutecznej czyli współczynnik Crest Factor.  Sprawność wszystkich wzmacniaczy Audio jest znikoma. Podana do głośników moc zamienia się prawie w całości w ciepło w cewce głośnika. Cewka głośnika jest delikatna. Cewka przykładowego 4 Ohm - owego głośnika niskotonowego o średnicy 170 mm i mocy 50W ma średnicę 40 mm. Uzwojenie cewki wykonanej drutem AWG 30 ( American Wire Gauge ) czyli o średnicy miedzi 0.255 mm, ma 85 zwoi. Jego oporność DC wynosi 3.8 Ohma. Miedź ma masę 5.5 grama. Cewka ta nie może więc przyjąć dużo ciepła. Przy niskich częstotliwościach jest ona odrobinę wentylowana swoim ruchem ale dla skutecznej wentylacji magnes musiałby mieć otwory. Parametry przeciążanych głośników szybko się pogarszają. Uzwojenie głośnika średniotonowego czy wysokotonowego jest o wiele bardziej delikatne. Miedź uzwojenia głośnika średniotonowego do zestawu z opisanym wyżej głośnikiem niskotonowym waży 0.5 grama.
Statystycznie wzmacniacz tranzystorowy lub scalony w klasie AB pracuje z małą lub znikoma mocą i pobierana z zasilacza moc istotnie zależy od prądu spoczynkowego. Ten z kolei nie może być mały bowiem zwiększają się zniekształcenia nieliniowe.
Pobór mocy przez wzmacniacz audio w odbiorniku telewizyjnym TVC jest średnio niewielki ale zasilacz impulsowy SMPS musi jednak podołać szczytowemu poborowi mocy. Musi też zapewnić dobrą stabilność napięć aby wzmacniacz Audio nie powodował zakłóceń obrazu poprzez zmiany napięcia zasilającego stopień końcowy  odchylania poziomego H-Out. Moc wzmacniaczy audio wysokiej jakości odbiornika TVC stale rośnie. W całym świecie telewizje ogląda się coraz dłużej a znaczenie "przemysłu rozrywkowego" stale rośnie. 
Impedancja głośnika lub zestawu głośników odbiega od rezystancji i o przydatności tranzystorów mocy do wzmacniacza audio decyduje szerokość ich obszaru bezpiecznej pracy SOAR. Część tranzystorów w ogóle się do tego celu nie nadaje. Producent zestawu głośnikowego winien zadbać aby nie był on uciążliwy swoją reaktancją dla wzmacniacza mocy.
Tylko w Japonii produkowane są tranzystory mocy do wzmacniaczy audio najwyższej klasy o dużej mocy. Mają szeroki obszar SOA, są liniowe i mają wysoką częstotliwość graniczną Ft. Chip tych tranzystorów to w istocie mnóstwo połączonych równolegle małych tranzystorów z rezystancją wyrównawczą w emiterach.
Lepszą sprawność energetyczną i mają wzmacniacze klasy G. Są użyteczne tylko przy bardzo dużych mocach wzmacniaczy.
Napięcie z zasilacza z transformatorem sieciowym 50/60Hz jest elastyczne i stąd pojęcie mocy muzycznej. Wzmacniacz zasilany ze sztywnego zasilacza impulsowego ma prawie dwa razy większą moc maksymalną. Przyszłością zatem jest zasilacz impulsowy którego napięcie może stosownie do potrzeb  zmieniać mikrokontroler zawiadujący procesorem DSP dźwięku. Współczesne wzmacniacze Audio mocy  zbudowane są tak jak wzmacniacz operacyjny i zmiany napięcia zasilnia są dopuszczalne ale jednak winna być opanowana stabilność prądu spoczynkowego. W ten sposób można o połowę zmniejszyć pobór energii elektrycznej  przez wzmacniacz w ciągu jego życia.
Sygnał dla wzmacniaczy Audio pochodzi z mikrofonu i instrumentów a w domu z radia, TVC, gramofonu, magnetofonu. Nowością jest odtwarzacz płyty Compact Disc.
 
Pracownicy koncernu Sony w 1976 roku przedstawili w AES zasady pracy wzmacniacza audio dużej mocy z modulacja PWM, który niebawem miał znaleźć się na rynku.
Faktycznie w 1977 roku zaczęto sprzedawać omawiany ekskluzywny model. Cena przekraczała 1200 dolarów a wiec była prohibicyjna a seria produkcyjna była bardzo krótka i limitowana.  Wycofano go jednak z paru powodów (o czym dalej) już w 1980 roku. Bezkompromisową konstrukcje oparto o serie patentów. Dla konkurencji europejskiej i amerykańskiej stanowił technologiczny szok. Obecnie  normalnie produkowany jest zmodyfikowany model z litera B w oznaczeniu i on jest dalej analizowany. Wydaje się ze wyrób ten o conajmniej kilkanaście lat wyprzedza potrzebę na niego i możliwości światowego przemysłu. Jest dowodem potęgi technologicznej Japonii i dowodzi ze w trwającej ofensywnie przemysłowej na rynkach Europy i USA miejscowi producenci elektroniki konsumpcyjnej zostaną zniszczeni mimo intensywnej pomocy rządów. Uproszczony schemat i omówienie zawarto w Funkschau Dezember 1978. Wprowadzono tam poważne błędy w schemacie  Z pure nonsensem graniczy wtórny artykuł w czasopiśmie Radioelektronik z 12/1979.
Powodem wycofania są znaczne opóźnienia i trudności cyfrowej technologii płyty „Compact Disc" opracowywanej razem z Philipsem. „Cyfrowy” wzmacniacz miał bowiem współgrać z cyfrowym CD.
Moc wyjściowa na kanał wynosi przy częstotliwości 1KHz - 250W a w całym pasmie akustycznym przekracza 2 x 160 Wat. Wymiary obudowy to 480 x 360 x 75 mm a wiec niewielkie jak na moc urządzenia.

 Tranzystor mocy typu JFET jako chip równolegle połączonych małych tranzystorów JFET  wyprodukowano  w 1969 pod nazwą VFET. Produkcje komplementarnych tranzystorów V-FET dużej mocy technologią LSI rozpoczęto w koncernie Sony w  1974 roku dyskwalifikując Europe i USA. Rok później rozpoczęto sprzedaż znakomitych wzmacniaczy TAE8650 zbudowanych na komplementarnych VFET-ach.  Japonia ma 80% udział w światowej produkcji pamięci półprzewodnikowych. Także parametry japońskich tranzystorów bipolarnych dedykowanych do zastosowań audio rażąco pozytywnie odstają od konkurencji europejskiej i amerykańskiej. Są liniowe, mają bardzo duże częstotliwości graniczne oraz duży obszar bezpiecznej pracy  SOAR.
 W każdym kanale stereofonicznego wzmacniacza TA-N88 użyto po dwa połączone równolegle tranzystory z kanałem N typu 2SK82 oraz z kanałem P typu 2SJ28. Uds max wynosi aż 240V , Idm 10A. a moc strat 95W. W odróżnieniu od tranzystorów Mosfet i (wykres w dokumentacji) maja charakterystyki bardziej triodowe a nie pentodowe.  Mają bramkę "diodowa" jak tranzystor JFET i przy zerowym napięciu Ugs są w pełni włączone.  Rdson wynosi dla tranzystorów typów N/P 0.6 / 0.9  Ohm
Doskonałym elementom towarzysza innowacje układowe. Nazywa się Japończyków mistrzami udoskonaleń. Oddając im sprawiedliwość trzeba stwierdzić ze są twórcami technologi tranzystorów VFET a choćby namiastki omawianego wzmacniacza nikt jeszcze nie wykonał.

Tranzystor bipolarny może pracować normalnie lub inwersyjnie kiedy zamieniona jest rola elektrod E i C. Tylko w sensie kierunku prądu jest dalej używane słowo inwersyjnie.

Przy normalnym kierunku prądu w tranzystorze JFET i VFET przy Ugs=0 tranzystor jest maksymalnie załączony a przez bramkę w stanie ustalonym nie płynie prąd. W kierunku inwersyjnym przy wystarczająco dużym prądzie  obwodu  D-S bramka przewodzi i może przez nią płynąc spory prąd co jest niepożądane bowiem w diodzie tej biorą udział nośniki mniejszościowe.
Stosując jako szybkie przełączniki tranzystory bipolarne sterowane sygnałem PWM  musimy antyrównolegle do nich dołączyć ultra szybkie diody tak aby proces komutacji Q-D nie prowadził do wielkich strat mocy w załączanych  tranzystorach. Generalnie jednak sensowna częstotliwość przełączania wielkich  bipolarnych  tranzystorów mocy nie przekracza kilku , kilkunastu kiloherców i do zastosowań audio jest nieadekwatna.  Cena zaś epitaksjalnych diod jest niebagatelna.

Stosując jako półmostek parę tranzystorów FET N i P połączonych Drenami  których bramki sterujemy tym samym sygnałem PWM  (ale z offsetami DC ) ciężki proces komutacji rozumiany jako istniejący wskutek nośników mniejszościowych (czas trr diody) w ogóle nie występuje co pozwala stosować bardzo duże częstotliwości przełączania. Przewodzący inwersyjnie tranzystor (pełni role diody) jest wyłączany a drugi jednocześnie włączany. Zauważmy jednak że chwilowo napięcie na włączanym tranzystorze jest większe niż napięcie zasilania półmostka ponieważ napięcie na wyłączanym tranzystorze jest w czasie wyłączania  ujemne. Zupełnie inną sprawą są przepięcia generowane na indukcyjnościach rozproszenia czyli połączeń kluczy mocy. Obserwowane czasy przełączeń nie przekraczają 20ns i to przy poziomie prądu 10A.
Procesy komutacji są osobnym, tematem i nie rozwijamy go tutaj.

Po raz pierwszy analizę widmowa sygnału Natural PWM  sygnału sinusoidalnego przeprowadził Harold Black z Bell Laboratories będącego kuźnia noblistów. Użył do tego celu podwójnych szeregów Fouriera. Sygnał Natural  PWM powstaje w komparatorze porównującym sygnał nośnej fali piłokształtnej z przetwarzanym sygnałem. Komparator PWM jest jednobitowym przetwornikiem A/D
Widmo sygnału PWM wyrażone jest podwójnym szeregiem Fouriera. Wokół każdej harmonicznej nośnej PWM są produkty intermodulacji nośnej i sygnału.  Widmo jest nieskończenie szerokie. Wyprowadzenie rozwinięcia nie jest trudne ale wymaga dobrej  znajomości funkcji Bessela.
Z uwagi na wielość odmian modulacji PWM i pracy półmostkowej lub mostkowej temat jest szeroki i wcale nie trywialny. Szeroko szczegóły przedstawia osobno autor. W literaturze polskojęzycznej temat nie istnieje.
Aby w pasmie sygnału użytecznego nie pojawiły się niedopuszczalnie duże harmoniczne intermodulacji częstotliwość nośnej PWM musi być relatywnie dość duża. Rozwiniecie  sygnału PWM w podwójny szereg Fouriera zawdzięczamy Haroldowi Blackowi w Bell Laboratories.  Przyjmując największę częstotliwość akustyczną i pasmo użyteczne  za 20 Khz przy nośnej 500Khz przy doskonale liniowym modulatorze  intermodulacje nie powinny przekroczyć 0.0002%  Częstotliwość nośna 500kHz ma wiec spory zapas i może być obniżona.

Oczywiście wykonanie generatora absolutnie liniowego przebiegu piłokształtnego (lub prostokątnego do scałkowania w regulatorze sygnału błędu) jest niemożliwe bowiem wymaga użycia nieskończenie szybkich elementów.  W dodatku generator musi być absolutnie bezszumny. Nierealizowalny jest komparator o nieskończenie szerokim pasmie a tym bardziej końcowy wzmacniacz - inverter PWM. Końcowy inverter wnosi też zmienne czasy przełączania i czasy martwe czyli  zniekształcenia.
O ile Natural PWM jest generalnie liniowa to objecie modulatora sprzężeniem zwrotnym (regulator musi być typu I ) powiększa intermodulacje co wydaje się zaskakujące.
Temat znów jest bardzo szeroki i ekstremalnie trudny. Dostępny jest teoretyczny szkic tego problemu autora  jak i wyniki badan symulacyjnych. Tym razem temat nie istnieje nawet w literaturze światowej co chyba dowodzi jak jest on ważny i jak  intensywnie pracuje się nad nim w laboratoriach koncernów. Dopiero zastosowanie dwubiegunowego (trójbiegunowego lub więcej) regulatora sygnału błędu daje satysfakcjonujące rozwiązanie mimo iż pojawiają się problemy ze stabilnością procesów regulacji które daje się opanować technikami nieliniowymi.
Regulator dwubiegunowy autor zastosował w omawianym wzmacniaczu. Pracuje stabilnie ale z braku adekwatnej  aparatury pomiarowej nie można ocenić rezultatu. THD powinny jednak spaść >10 razy.  Mimo zastosowania złożonego filtru LC na wyjściu invertera poziom intermodulacji o dużych częstotliwościach jest spory co wyklucza użycie typowego miernika THD. Potrzebny jest analizator widma lub selektywny filtr ostro obcinający intermodulacje powyżej 20KHz.

Zasilacz
Zastosowano zasilacz prawie stabilizowany o mocy szczytowej przekraczającej 600W. Normalnie jednak zasilacz pracuje ze znikoma mocą co wynika z histogramu oddawanej mocy przy odtwarzaniu materiału muzycznego czy słownego oraz faktu ze wzmacniacze bardzo rzadko  ustawiane są na dużą moc wyjściowa.
Zasilacz impulsowy jest praktycznie identyczny jak we wzmacniaczu TA-F6B o mocy w całym pasmie 2 x 100W przy zniekształceniach intermodulacyjnych przy sygnale testowym 60Hz-7Khz - 4:1 wynoszących 0.006%. Pasmo częstotliwości przy spadku -1dB  wynosi 0-100kHz. Wzmacniacz waży zaledwie 12.5kg. W zestawie z tym wzmacniaczem używany jest tuner radiowy Sony ST-F6B uchodzący na najlepszy lub jeden z najlepszych tonerów świata.
Wzmacniacz zawiera dużo ciekawych rozwiązań , które w efekcie dały znakomite parametry.  

Sprawność energetyczna przy  nominalnej mocy wyjściowej wynosi w najgorszym razie aż 60% a przy mniejszych wysterowaniach również przekracza 50%. Sprawność jest więc szokująco wielka na tle wzmacniaczy klasy AB gdzie przeciętnie przy głośnym odtwarzaniu muzyki nie przekracza ona pojedynczych procent, a często nawet przy normalnym słuchaniu  jednego  promila  !
Nota Bene zastosowanie zasilacza stabilizowanego do wzmacniacza klasy AB prawie podwaja jego moc ustaloną.  Ale z drugiej strony przestaje istnieć "moc muzyczna". Sprawa nie jest prosta z uwagi na subiektywizm oceny. Faktem jest jednak że przy stabilizowanym napięciu maksymalna głośność rośnie jednak w zdecydowany sposób. Natomiast nagrzewanie tranzystorów mocy wzrasta ledwo zauważalnie.

Z czego wynika tak nędzna sprawność liniowych wzmacniaczy mocy. Otóż wzmacniacz wysokiej jakości o parametrach takich jak TA-F6B zasilany z zasilacza z transformatorem żelaznym  musi mieć napięcie jałowe aż +/- 59 V. Wynika to ze spadku napięcia zasilacza pod obciążeniem, z pulsacji napięć na zasilaczu o podwójnej częstotliwości sieciowej a także z tego ze przy małych częstotliwościach sygnału na kondensatorach zasilacza są duże pulsacje wyjściowego sygnału akustycznego.
Przy prądzie spoczynkowym wzmacniacza 100mA, pobiera on z zasilacza 23,6W a cały wzmacniacz pobiera  z sieci 35W. Zauważmy ze liniowy wzmacniacz sterując obciążenie czysto reaktywne ma sprawność Zero. Głośniki zaś w całym pasmie maja nie za duży cos phi.

Dzięki zasilaczowi impulsowemu mała jest waga urządzenia oraz znikomy pobór mocy.
napięcie sieciowe poprzez filtr  common / differential LC podane jest do mostka prostowniczego z obciążeniem pojemnościowym. Do ograniczenia prądu ładowania oraz zapewnienia  kontrolowanego startu zastosowano termistor PTC i przekaźnik. Pojemność kondensatora prostownika  jak i konieczność zapewnienia bezpiecznego startu przetwornic  wyklucza bowiem bezpośrednie załączenie do sieci domowej. Stąd potrzeba ograniczenia prądu ładowania.
Zasilacz impulsowy jest dwustopniowy. Składa się z regulowanego preregulatora (pracuje synchronicznie z przetwornicą obniżającą ) o stałym napięciu wejściowym i nieregulowanej (wypełnienie d=100%) mostkowej przetwornicy obniżającej. Topologia ta na przykład jest stosowana w zasilaczach koncernu HP komputerów serii 2100 i nowszych. Preregulator HP wykonał na tyrystorach sterowanych fazowo co pociągnęło za sobą stosowanie potężnego filtru LC.
Nie zastosowano snubberow do tranzystorów mocy  w obu zasilaczach co wynika z tego ze statystycznie pobór mocy wzmacniacza  jest bardzo mały i bardzo mocno zmniejszyłyby one sprawność zasilaczy. Brak snubberow powoduje że komfort dynamicznej pracy tranzystorów preregulatora jest niski. W przetwornicy mostkowej z racji stosowania "szeregowego komutacyjnego obwodu LC" (nie ma tam wprost niczego takiego ale są elementy równoważne, L to indukcyjność rozproszenia transformatora ) tranzystory są wyłączane przy małym prądzie a wiec przynajmniej tutaj sprawa strat wyłączania jest bezprzedmiotowa. ponieważ komutacja mostka ZVS jest  dokonywana małym prądem magnesowania transformatora to w ogóle nie ma istotnych strat włączania.
Natomiast w preregulatorze tranzystor mocy pracuje z twarda komutacja wyłączania a czasem i włączania zależnie od poziomu prądu wyjściowego pracując w modzie DCM / CCM.  Preregulator dostarcza tylko mocy czynnej. Przetwornica mostkowa dostarcza także mocy biernej m.in. do magnesowania rdzenia transformatora.
Japończycy do perfekcji opanowali produkcje wysokonapięciowych  tranzystorów mocy metoda triple diffused. Specyfikę wysokonapięciowych tranzystorów  omówiono w przypisie A  występujące w nich quasi-nasycenie nieobecne w tranzystorach niskonapięciowych istotnie wpływa na ich sposób użycia.
Pierwszy regulator (preregulator) impulsowy obniża napięcie do poziomu jaki występuje na kondensatorze prostownika sieciowego przy największym obciążeniu w dołku pulsacji napięcia na kondensatorze prostownika sieciowego przy najmniejszym napięciu sieciowym. . Preregulator pracuje wtedy przy napięciu wejściowym 250V z wypełnieniem 100% a wiec faktycznie bez kluczowania z ciągle załączonym kluczem mocy.  Poziom wybrano celowo aby jak najlepiej wykorzystać elementy mocy. Regulator nie ma żadnego pomocniczego zasilaczyka.
Działanie jest stosunkowo proste , przynajmniej w grubym przybliżeniu.   
Elementem przełączającym mocy jest potrójny quasi Darlington z tranzystorami PNP Q404 , NPN Q402 i Q403 połączonymi  "równolegle" i tranzystorem mocy NPN-Q401 . Interesujące jest zastosowanie w obwodzie B-E  końcowego tranzystora indukcyjności L401. Po włączeniu tranzystora prąd w niej ustala się w ciągu  mikrosekund. Po zaniku prądu dostarczanego przez sterujące tranzystory Q402 i Q403 ujemny prąd bazy podtrzymywany wspomniana indukcyjnością spada "wolno"  co pozwala utrzymać ujemny prąd bazy nawet przy spadającym a później już ujemnym napięciu Ube wyłączanego tranzystora prąd ten maksymalnie wynosi -400mA a przy mniejszych prądach kolektora Q401 jest odrobinę mniejszy.  Równoległy do indukcyjności rezystor R401 zapobiega oscylacjom. Indukcyjność ta przyspiesza także włączenie tranzystora mocy Q401. Prawdopodobnym celem użycia  rezystorów R422 i R423 włączonych w emitery Q402 i Q403 jest wyrównanie podziału prądów miedzy równolegle pracujące tranzystory oraz zmniejszenie prądu bazy tranzystora wyjściowego pracującego w quasi-nasyceniu.  Chcąc w tranzystorach wysokonapięciowych uzyskać eleganckie wyłączenie trzeba ograniczać nawet głębokość quasi-nasycenia.
Równolegle połączone diody D404 i D420 są drugim kluczem mocy. Są to bardzo szybkie diody. Prawdopodobnie ich czas trr jest zaledwie 40ns.
Przy małych obciążeniach prąd w dławiku wyjściowym L401 jest nieciągły (DCM - Discontinous Current Mode) zaś przy średnich i dużych obciążeniach jest  ciągły CCM (Continous Current Mode) W modzie przerywanego prądu wzmocnienie pętli regulacji jest znacznie mniejsze Przy małym obciążeniu jest ono jednak wystarczające. Problem jest identyczny jak w napędach tyrystorowych prądu stałego przy pracy przerywanej prądu. Nie tu jednak potrzeby stosowania regulacji adaptacyjnej bowiem margines stabilności jest bardzo znaczny.
Twarda komutacja tranzystor-dioda ma miejsce tylko w modzie CCM.

Preregulator i przetwornica mostkowa pracują synchronicznie.
Obwód R413 i C406 całkuje prostokątne napięcie wyjściowe przetwornicy o częstotliwości 20kHz na napięcie piłokształtne o amplitudzie 0.25Vpp. Wartość tego napięcia jest kompromisowa. Jest ono podane do pary różnicowej na tranzystorach PNP Q406 która jest wzmacniaczem sygnału błędu i jednocześnie komparatorem. Napięcie odniesienia wytwarzane jest szeregowo połączonymi diodami Zenera D420 i D405. Napięcie do drugiego wejścia wzmacniacza sygnału błędu (a jednocześnie komparatora) podano z wyjścia dzielnikiem rezystorowym  wraz z potencjometrem do regulacji napięcia. Wzmocnienie sygnału błędu jest niewielkie z racji dość znacznej amplitudy sygnału piłokształtnego. Amplituda ta musi jednak być przynajmniej taka aby para różnicowa pracowała jako quasi-komparator. Kondensator C404 dodaje akcje różniczkująca która jest niezbędna ponieważ obiektem regulacji jest wyjściowy  filtr LC drugiego rzędu. Regulator jest zatem typu PD.
Zauważmy ze niepracująca przetwornica mostkowa powoduje brak napięcia piłokształtnego dla komparatora PWM. Preregulator nie pracuje jednak liniowo bez napięcia piłokształtnego  a pracuje w modzie samo-oscylującym z częstotliwością  większa od 20kHz.
Sygnał z pary różnicowej (jego czasy narastania i opadania są znaczne) steruje wysokonapięciowy tranzystor NPN Q405 malej mocy. Zauważmy ze względnie duże czasy przełączania komparatora nie wpływają negatywnie na prace nasyconego  tranzystora Q405. Bowiem opadający prąd bazy przypada na czas wychodzenia z nasycenia i  quasi nasycenia a kiedy przełączany tranzystor wchodzi w obszar aktywny to prąd bazy jest już ustalony. 

Start zasilacza. Przy powoli (po to użyto termistora PTC ) narastającym napięciu na kondensatorze prostownika (560uF/400V) klucz mocy będzie załączony powyżej pewnego napięcia (około 50V ) powodując ładowanie kondensatora C410 z którego podane jest napięcie mocy do przetwornicy mostkowej. Przy napięciu około 100V quasi tyrystor wykonany na tranzystorach Q407 i Q408 wygeneruje impuls podany do transformatorka T401 sterującego tranzystory mostka. Przetwornica mostkowa rozpoczyna prace. Ponieważ wartość kondensatora prostownika wyjsciowego C502 jest ogromna to przetwornica pobiera spory prąd. Dostawa mocy z sieci kontrolowana termistorem PTC ogranicza jednak stres kluczy-tranzystorów mostka i preregulatora do bezpiecznego poziomu.
Dopiero kiedy napięcie wyjściowe zasilacza osiągnie poziom działania przekaźników Ry401 i Ry402 ten pierwszy zwiera niepotrzebny już PTC. Przekaźnik Ry402 dołącza wielki kondensator wyjściowy C503.    
Zauważmy ze prąd wyjściowy z komparatora podany jest równoległym dwójnikiem R-termistor i C426 dającym efekt czasowego Foldback. Przy zbyt wolno rosnącym napięciu wyjściowym zbyt mocno naładuje się C426 i start zostanie zablokowany.  

Samowzbudny (pomijając moment startu) mostek mocy pracuje ze "100%" wypełnieniem PWM. Przetwornica ta jest zbudowana zdumiewająco pomysłowo a ma jednocześnie znakomite parametry wyłączanie tranzystorów (zmniejszenie prądu bazy do zera i następnie chwilowe podanie prądu ujemnego ) realizuje nasycany transformatorek T401. Napięcie prostokątne z transformatora mocy podano rezystorem R419. On głownie odpowiada za stabilność częstotliwości pracy mostka.  Ujemny prąd bazy wyłączanych tranzystorów mostka generowany w czasie nasycenia rdzenia transformatorka jest w zupełności wystarczający. Bez obciążenia zasilacza prąd baz tranzystorów mostka w szczycie wynosi 150mA. Prąd wyjściowy mostka jest dodany do strumienia transformatorka nasycanego T401 powodując zwiększenie prądów (zarówno dodatniego jak i ujemnego) bazy przy wzroście prądu kolektora. Sterowanie takie zapobiega szkodliwemu głębokiemu nasyceniu a zarazem nie powoduje zbędnych strat mocy sterowania. Daje także optymalne warunki wyłączania tranzystorów mostka.  Prąd wyjściowy nie jest jednak wprost podany do T401 ale poprzez transformatorek T403. Chodzi o polepszenie stabilizacji częstotliwości pracy pod obciążeniem a także o ograniczenie prądu wyjściowego w sytuacjach awaryjnych.
Ponieważ tranzystory (praca jest z częstotliwością poniżej szeregowego rezonansu LC) wyłączane są ZVS przy małych prądach magnesowania transformatora wyjściowego zbędne są diody antyrównoległe do kluczy mocy.  W konwencjonalnej przetwornicy z regulacja wypełnienia PWM problemem jest komutacja w diodach prostowników wyjściowych. Muszą być stosowane kosztowne bardzo szybkie diody oraz snubbery RC ograniczające przepięcia komutacyjne. Straty mocy w tych elementach są znaczne.  W omawianym rodzaju przetwornicy mogą być użyte popularne i tanie szybkie diody. Nie ma także filtru LC. Zbędne są snubbery.
Moc strat w tych tranzystorach jest bardzo mała bowiem "normalnie" bez radiatora nie wyczuwa się przyrostu ich  temperatury. Dopiero przy wielkiej mocy wyjściowej wzmacniacza moc strat jest istotna.

W załączniku B podano przybliżone dane konstrukcyjne transformatorów i dławika. Indukcyjności główne oraz rozproszone zmierzono mierząc częstotliwość sygnału z generatora G432  rezonansu szeregowego indukcyjności z podanym kondensatorem. Dodatkowo dane zweryfikowano mierząc przekładnie napięciowe. Tam gdzie było to możliwe nawiniętym parozwojowym uzwojeniem wyliczono także ilość zwojów.

Preregulator nie ma dynamicznego ograniczenia prądowego i wydaje się dość podatny na zniszczenie. Po przebiciu tranzystora mocy mostek pracuje ze zwiększonym napięciem co może szybko doprowadzić do gruntownej dewastacji całego wzmacniacza.
W analizowanym egzemplarzu urządzenia zniszczone były tranzystory klucza mocy preregulatora oraz cześć towarzyszących im rezystorów.
Podczas naprawy i uruchomienia należy ograniczyć podane napięcie i moc aby ograniczyć wtórne, kaskadowe  uszkodzenia.  Dla prowadzenie bezpiecznych eksperymentów dano układ crowbar z tyrystorem na wyjściu preregulatora. Uruchamianie układów energoelektronicznych jest niebywale trudne o czym traktuje inne opracowanie autora.

W mostku mocy zasilacza wypróbowano prace wyselekcjonowanych na duże Uceo  krajowych tranzystorów BDY25 oraz BU323A przy obciążeniu 300W. Obciążeniem jest żarówka halogenowa 500W (Żarówka szeregowo z rezystorem 56Ohm/50W zwieranym  stykami przekaźnika którego cewka dołączono do żarówki halogenowej Zatem rezystor przez chwile do rozżarzenia żarówki poddany jest wielkiemu stresowi Ale mu to nie szkodzi. ) włączana miedzy wyjścia +80V i -80V. Oba typy pracują poprawnie !  Wykonany w przestarzałej technologii MESA tranzystor BDY25 jest raczej delikatny co dowodzi ze konstrukcja  przetwornicy jest bardzo udana.
Przetestowano w oryginalnym mostku elementy indukcyjne wykonane na rdzeniach używanych w TVC Jowisz oraz rdzeniach kubkowych. "Kopia"  przetwornicy z tymi elementami pracuje doskonale. Oscylogramy nie różnią się od oryginalnych.

Znacznie gorzej sytuacja wygląda z preregulatorem. Straty mocy pod obciążeniem w tranzystorze BU326 niestety są dużo , dużo większe niż w oryginalnym 2SC2190.
Tranzystor ten ma napięcie Uceo=450V, Ic=5A i Ptot=100W. Po zmianie wartości rezystorów sytuacja wraca do normy. Półprzewodnikowa technologia japońska stoi wiec bardzo wysoko. Jest wysoce prawdopodobne uszkodzenie tranzystora BU326 przy niewielkim przeciążeniu. Wyselekcjonowany tranzystor BDY25 uszkadza się przy probie obciążenia. Drugi tranzystor uszkadza się po samych  kilkunastu próbach włączeniach do sieci.  Wniosek z tego taki ze potrzebne jest dynamiczne ograniczenie prądowe lub blokowanie pracy przy przeciążeniu ewentualnie połączone ze wznawianiem pracy Chick-Up. Preregulator nie ma ograniczenia prądowego - jest to bardzo poważna wada a przy tym stosunkowo łatwa do usunięcia.
Tranzystory BDY25 oraz BU326 nie mogą jednak pracować bez Snubbera dynamicznie odciążającego tranzystory. Użycie Snubbera jest jednak  wykluczone jako ze ogromnie pogorszy on sprawność przy małych obciążeniach zamieniając projekt w nonsens

Próba zastosowania jako diod D404 i D420 diod BA157-BA159 prowadzi do ogromnego powiększenia strat mocy w przełączniku Q401 2SC2190 pracującego pod obciążeniem. Muszą to wiec być bardzo szybkie lub nawet diody ultrafast . Nie próbowano z tymi diodami nawet uzywac tranzystora BU326 bowiem tragiczny  rezultat jest łatwy do przewidzenia.

Stabilizacja napięcia przez preregulator nie jest rewelacyjna . Można jednak zastosować kompensacje zakłócenia wejściowego a pośrednio i wyjściowego jak to robiono w tranzystorowych regulatorach szeregowych. Po właściwym doborze rezystora włączonego miedzy +310V kondensatora prostownika a wejście wzmacniacza błędu (suwak potencjometru Voltage) napięcie wyjściowe preregulatora jest niezmienne przy zmianie napięcia sieciowego autotransformatorem.  Znacznie polepsza się także stabilność napiec wyjściowych pod obciążeniem co  oznacza  wzrost mocy wyjściowej wzmacniacza !.

Zwraca uwagę ogromna pojemność kondensatorów wyjściowych zasilacza i jednocześnie niewielka pojemność kondensatorów właściwych prostowników. Wielka pojemność jest konieczna bowiem w układach półmostkowych PWM występuje zjawisko przepompowywania energii z jednej gałęzi zasilania do drugiej co szczególnie groźne jest przy małych częstotliwościach wielkiego sygnału. Aby ograniczyć podskok napięcia w pompowanej gałęzi zastosowano tak duże pojemności. W konfiguracji mostkowej nie występuje zjawisko przepompowywania energii i wielkie kondensatory są zbędne. 

Kształty charakterystyk wyjściowych  tranzystorów bipolarnych  BJT są dalece odmienne dla typów nisko i wysokonapięciowych. Dla względnie dużych napiec Uce (daleko od nasycenia i quasi-nasycenia aż do Ucemax) obu rodzajów tranzystorów  można wyznaczyć nachylenie charakterystyk "pentodowych" i napięcie Earlyego. Generalnie wynosi ono 20-200V i dla tranzystorów wysokonapięciowych jest oczywiście większe. Charakterystyka tranzystora niskonapięciowego wykazuje ostre przejście z zakresu nasycenia do zakresu aktywnego i odwrotnie . Z tego względu pojecie rezystancji nasycenia tranzystora w zasadzie ma sens. Jednoznaczne jest określenie napięcia nasycenia. W tranzystorze wysokonapięciowym przejście ze stanu aktywnego do nasycenia jest szerokie (kolano tym większe im większy Ic ) i występują z kolei jak gdyby dwie rezystancje nasycenia  tworzące dla konkretnego prądu bazy trójkąt a przejście miedzy właściwym nasyceniem a stanem aktywnym jest bardzo rozciągnięte , tym bardziej im większy jest prąd Ic.  A wiec pierwsze zakrzywienie przy przejściu ze stanu aktywnego następuje do stanu  quasi-nasycenia. Przy dalszym zwiększaniu prądu Ib wchodzimy do właściwego nasycenia. Tranzystor w punkcie miedzy obydwoma prostymi rezystancji nasycenia i quasi-nasycenia nasycenia jest w stanie quasi-nasycenia. W tranzystorach wysokonapięciowych stosowana jest gruba warstwa epitaksjalna o dużej rezystancji i przy dużych prądach rozkład elektronów i dziur (pamiętać należy ze jest to rozkład przestrzenny) w złączach powoduje ze faktyczna baza w stanie nasycenia i quasi -nasycenia  staje się szersza.
Jeśli przy wyłączaniu nasyconego wysokonapięciowego tranzystora bipolarnego podamy względnie mały ... średni ujemny prąd bazy (dla typu NPN) to tranzystor wyjdzie wpierw z głębokiego nasycenia i przejdzie poprzez quasi nasycenie do stanu aktywnego i ładnie się wyłącza. Tym szybciej im większy jest ujemny prąd bazy w stanie aktywnym. Jednak próba zbyt szybkiego wyłączenie tranzystora poprzez dalsze zwiększenie -Ib w nasyceniu lub quasi-nasyceniu daje nieoczekiwany efekt. Pojawia się przykre zjawisko tailing-u czyli przeciąganie prądu kolektora przy wyłączaniu Jest ono możliwe do wyjaśnienia tylko na gruncie przestrzennej analizy rozkładu nośników w złączu. Przeciąganie powoduje nie tylko wzrost strat dynamicznych przy wyłączaniu ale z racji koncentracji mocy strat  definitywnie skraca żywotność tranzystora.
Wysokonapięciowe tranzystory  stosowane są w nowoczesnych stopniach wyjściowych odchylania poziomego w odbiornikach telewizyjnych. Dla ograniczenia przeciągania prądu kolektora szybkość opadania prądu bazy ogranicza się stosując szeregowy dławik w obwodzie bazy. Często jego role odgrywa rozproszona indukcyjność szeregowa transformatorka sterującego. Indukcyjność tego dławika jest krytyczna
Zbyt mały ujemny prąd wyłączający tranzystor zwiększa dynamiczne straty mocy, zbyt duży grozi jeszcze gorszym przeciąganiem prądu kolektora i także zwiększa straty mocy dodatkowo koncentrując je niebezpiecznie  na części powierzchni tranzystora.
Podobnie rzecz się ma z tranzystorem w sieciowym zasilaczu impulsowym który pracuje w nasyceniu. Praca wysokonapięciowego tranzystora w nasyceniu oprócz zalet małych strat statycznych ma jednak sporo mankamentów. Wzmocnienie tranzystora wysokonapięciowego jest bardzo małe szczególnie przy dużych Ic. Sprawność całego systemu transferu mocy sterowania tranzystora jest mizerna co powoduje ze straty mocy układu sterującego są duże. Jednak sterowanie tranzystora aby pracował bez nasycenia jest znacznie trudniejsze bowiem dość szybko musimy podać duży prąd wyłączający -Ib. Bardzo dobre rezultaty daje podanie do bazy części prądu kolektora (sterowanie jest wiec  adaptacyjne czy tez raczej proporcjonalne) via przekładnik prądowy czyli faktycznie mały transformatorek. Im większy jest prąd kolektora tym większy prąd bazy co pozwala uniknąć sytuacji zbędnego mocnego nasycania tranzystora. Dodatkowo sprawność transferu mocy sterującej tranzystor jest bliska 100%.
Szkodliwość nasycenia prowokującego przeciąganie jest rożna dla rożnych technologi i konstrukcji tranzystorów. W niektórych obserwuje się ze mimo dania tranzystorowi czasu na wyjście z nasycenia i quasi nasycenia jego wyłączenie jest znacznie lepsze bez nasycenia.

Generator PWM.
Układ modulatora i generatora PWM są zasilane z ultraniskoszumnych lokalnych zasilaczy dających napięcia -5.2V oraz +9.1V. Asymetria napiec  jest potrzebna z uwagi na specyfikę szerokopasmowego wzmacniacza-komparatora "uA733" użytego jako komparator PWM. Jako źródła prądowe użyto w nich tranzystorów JFET a odpowiedni prąd diod Zenera zapewnia bardzo niski ich poziom szumów. Dodatkowo zablokowane je sporymi kondensatorami. Takie zasilacze stosują w sprzęcie audio producenci japońscy. Popularne regulatory serii 78X czy LM317 maja kilkadziesiąt - sto razy większy poziom szumów  co dyskwalifikuje je w tym zastosowaniu
Niskoszumny sinusoidalny generator LC 500kHz w układzie Clappa wykonano na tranzystorze Q301. Odczyt częstościomierza wykazuje tylko mały, powolny dryft temperaturowy co potwierdza to ze konfiguracja Clappa jest uważana za jedna z najlepszych choć w rozwiązaniu przestrajanym zdecydowanie ustępuje zaletami generatorowi Vackara.  Sinusoidalny sygnał z generatora podano do komparatora zbudowanego z pary różnicowej na podwójnym tranzystorze Q302 oraz wyjściowego tranzystora Q303 Dodatkowe diody D301 i D302 zapobiegają nasyceniu tego tranzystora. W całym systemie używane są prądowe przełączniki nienasycające znane przecież z szybkości pracy choćby w logice ECL. Ten przełącznik napięciowy jest wiec wyjątkiem.  Prostokątny sygnał z komparatora podano do komplementarnego wtórnika emiterowego na Q304 i Q305 i dalej  podano poprzez górnoprzepustowe filtry RC do dwóch (każdy na jeden kanał) wtórników komplementarnych  i dalej na wejście wzmacniacza ! Ponieważ deklarowany odstęp S/N wynosi aż 110 db daje to wyobrażenie o niskoszumnosci generatora i komparatora. Pamiętając o mocy nominalnej, poziom -110 db daje słyszalne szumy po przyłożeniu ucha do głośnika.
Poczynione próby z generatorem nośnej na układach TTL dały porażająco złe wyniki. Odrobinę lepsze rezultaty dal prostokątny generator RC na elementach dyskretnych. Natomiast inne implementacje zastosowanej idei sterowania bezszumnym sygnałem z generatora LC przełączników dają znakomite efekty. Stosowanie rezonatora kwarcowego wydaje się zbędne. Krotko mówiąc najważniejsza jest wiec sama idea bez znajomości której nie pokonamy przeszkód.  

Regulator sygnału błędu.
Ponieważ nie są dostępne małoszume , szerokopasmowe wzmacniacze operacyjne zastosowano realizacje dyskretną. Różnicowa para N-JFETow Q102 steruje tranzystorem PNP Q104 stopnia wzmocnienia napięciowego.
Od razu zwraca uwagę brak kondensatora kompensacji Millera w stopniu napięciowym. Dlaczego zatem wzmacniacz operacyjny w ogóle jest stabilny ? Wynika to z tego ze wielkość obciążenia pojemnościowego jego wyjścia jest mała i wynika z niewielkiej pojemności wejściowego JFETa  Nie bez znaczenia jest i to ze przy wybranym prądzie kolektora Ft tranzystora dochodzi do 500 MHz. Ponieważ wejście dalszego wzmacniacza-komparatora uA733 jest dołączone poprzez rezystor to wyeliminowano problem obciążenia pojemnościowego destabilizującego wzmacniacz operacyjny.
Zdaniem autora obciążenie prądowe wyjścia wzmacniacza prądem płynącym z wyjścia mocy poprzez rezystor 51K oraz prądem nośnej PWM z generatora  jest zbyt duże i może powodować intermodulacje. Po przeskalowaniu elementów RC szumy nie wzrastają bowiem wejściowy  prąd szumów JFETów jest żaden a potencjalne źródło THD jest zminimalizowane.
Pomiar parametrów wzmacniaczy pracujących w klasie D nie jest prosty bowiem użycie konwencjonalnych przyrządów wymaga doskonałego odfiltrowania produktów intermodulacji PWM co jest bardzo trudne do wykonania. 

Komparator i stopień napięciowy
Sygnał z integratora sygnału błędu podano dzielnikiem rezystorowym do układu IC101 typu CX034 Sony. Jest to w istocie na 99% wzmacniacz szerokopasmowy LM733 / uA733 / SN72733 ... o symetrycznym wyjściu. Jest chętnie stosowany jako wzmacniacz Y w nowoczesnych  oscyloskopach. W zależności od wybranego wzmocnienia (poprzez zwieranie pinów ustalających stopień degeneracji rezystorami emiterowymi w pierwszej parze różnicowej) pasmo wynosi 40-120Mhz. Wzmacniacz ma dwie pary różnicowe i wyjściowy symetryczny  wtórnik emiterowy. Mimo jego przesterowania (pracuje przecież jako komparator) żaden z tranzystorów nie jest nasycony.
Typowy scalony komparator ma z reguły kaskadowo włączone dwie pary różnicowe.
Wejściowy dzielnik komparatora zapewnia nieprzekraczanie dopuszczalnego napięcia wspólnego wzmacniacza . Jest niepożądany i jednocześnie konieczny.
Wyjście wzmacniacza steruje parę różnicową  tranzystorów na podwójnym tranzystorze NPN Q106   a ten steruje komplementarny wtórnik emiterowy na Q107 i Q108  Uzycie wtórnika jest konieczne bowiem wysokonapięciowe tranzystory komplementarnego wzmacniacza napięciowego Q110 i Q111 maja dość małe Ft, około 100Mhz. Dynamiczne  forsowanie zboczy (na czas około < 50ns) zapewnia obwód RC w emiterach tego stopnia napięciowego. Obciążeniem są źródła prądowe na tranzystorach JFET. Obciążenie to jednoczenie ładnie clampuje - poziomuje sygnał wyjściowy
Warto zauważyć ze komplementarne szerokopasmowe , wysokonapięciowe  wzmacniacze Japończycy stosują także w oscyloskopach. Zarówno w torze X jak i Y.  Charakteryzuje jest szerokopasmowość i bardzo mały poziom mocy zasilania. Także w odbiornikach TVC jako wzmacniacze video bywają stosowane komplementarne wzmacniacze w klasie B czy nawet BC. Pobór mocy jest bardzo mały, najmniejszy ze wszystkich znanych rozwiązań.
O szybkości narastania zboczy nośnej PWM, szerokości pasma wzmacniacza sygnału błędu który całkuje prostokątną nośna oraz pasmie komparatora i dalej wtorrnikow i wzmacniacza napięciowego świadczy to ze udaje się uzyskać częściowe impulsy PWM o szerokości poniżej 20 ns !

Wyjściowy półmostek mocy.
Z uwagi na znaczną pojemność bramek V-FETow tak dużych rozmiarów sygnał jest prądowo wzmacniany kaskadowo połączonymi komplementarnymi wtórnikami emiterowymi. Układ taki oprócz bardzo szerokiego pasma pobiera minimum mocy.
Tranzystory pierwszego komplementarnego wtórnika mają Icm=1A a drugiego 3A. Ft tranzystorów jest znacznie większa od 100 MHz. Katalogowo tranzystory maja Ucem 30V a tu pracują przy wyższych napięciach co ilustruje to ze dokonano extra  selekcji lub upewnienia się ze tranzystory  spełniają surowsze warunki. Ponieważ znane ograniczenia fizyczne półprzewodników limitują pole Uce*Ft to nie można tu było dać tranzystorów na wyższe napięcie bowiem Ft byłoby siła rzeczy mniejsza a szybkość przełączania jest tu krytyczna.
Rezystory w bramkach zmniejszają przerzuty oraz ograniczają prąd bramek tranzystorów mocy pracujących inversyjnie. Zastosowano diody ochronne i rezystory "bezpiecznikowe" FlameProf aby przy uszkodzeniu tranzystorów nie dochodziło do dewastacji układu.
Jak już powiedziano składowa zmienna napięcia sterująca bramki przełączników mocy N i P  jest  taka sama co zapewnia kondensator C109 3.3 nF łączący oba punkty wejściowe driverów. Jednocześnie wiec pracują połówki wtórników o tej samej polaryzacji N / P ale jeden VFET się włącza a drugi wyłącza. Różnice dynamiczne tranzystorów N i P są wiec bez dużego  znaczenia dla doskonalej współbieżnosci procesu włączania i wyłączania kluczy półmostka mocy.
Podkreślić należy ze nie ma tu problemu twardej i wysoce stratnej  komutacji diody i tranzystora oraz czasu Trr diody bowiem nie ma tu żadnej diody a tylko inversyjnie pracujący VFET.  Jednocześnie blokowany jest "inwersyjny" jednej polaryzacji  FET i włączany FET aktywny przeciwnej polaryzacji..


Zabezpieczenia.
Użyto czterech algorytmów zabezpieczeń.
-Zabezpieczenia przed składową stałą DC na wyjściach wzmacniacza
-Zabezpieczenie przed asymetria zasilania wynikającą z efektu pompowania lub awarii.
-Zabezpieczenie nadprądowe foldback z uzależnieniem temperaturowym chroniące wyjściowe FETy
-Zabezpieczenie termiczne i asymetrii niskich napięć.

Cewki przekaźników załączających głośniki załączane są tyrystorkiem wykonanym na tranzystorach Q316 i Q317. Po podaniu zasilania tyrystor zostanie załączony po naładowaniu się kondensatora C312 dołączonego do "G-K" tyrystora. Zwłoka pozwala na unikniecie trzasku w głośnikach po włączeniu zasilania.
Napięcia wyjściowe obu kanałów są rezystorami podane do kondensatora C316. Tworza filtr dolnoprzepustowy maja przepościć niebezpieczna składową stalą DC do komparatora okienkowego wykonanego na tranzystorach Q314 i Q315. Warto zauważyć ze jeden tranzystor komparatora pracuje w układzie wspólnego emitera a drugi wspólnej bazy. Połączone kolektory to wyjście komparatora okienkowego . Steruje on połączone w niby darlingtona tranzystory Q318 i Q319. Drugi z tranzystorów  wyłącza tyrystorek (i przekaźniki) zwierając jego G z K.  Po czasie zwłoki przekaźniki zostaną znów załączone jeśli zniknie składowa stała z wyjść wzmacniacza.
Identycznie zbudowany jest drugi komparator okienkowy na tranzystorach Q321, Q322 ale tym razem rezystorami zsumowano  napięcia zasilające +80V i -80V. Asymetria napięć spowoduje wyłączenie tyrystora i przekaźników.

Zabezpieczenie termiczne realizują termistory THP301 i THP302. Tranzystor Q320 blokuje przekaźniki przy braku ujemnego napięcia zasilania części sygnałowej.
Na wejściu wzmacniacza umieszczono FETa Q101 zwierającego wejście do GND. Tranzystor Q117 zabezpiecza przed nadmiernym prądem N-FETa. Spadek napięcia na rezystorze w obwodzie prądowym (dwa rezystory 0.22Ohm połączone równolegle) jest zsumowany z odfiltrowanym napięciem na wyjściu tworząc charakterystykę zabezpieczenia Foldback podobnie jak w klasycznej ochronie tranzystorów we wzmacniaczu klasy AB.  Przewodzenie tranzystora Q117 powoduje załączenie Feta Q101 i zwarcie (a przynajmniej ograniczenie sygnału) wejściowego.
Próg załączania tranzystora Q117  zależy od napięcia Ube i obniża się przy wzroście temperatury.
Identyczny , symetryczny układ zabezpiecza P-Feta.
Zabezpieczenie nadprądowe działa niedostatecznie i prawdopodobnie w nowszej wersji zostało zmodyfikowane lub zmienione.  Jako minimum powinno także dodatkowo momentalnie wyłączać przekaźniki. Momentalne (ca 2ms zamiast 10ms) wyłączenie przekaźników jest możliwe jeśli zastąpimy diodę D303 kombinacja szeregowej diody i diody Zenera 24V. Dioda Zenera pozwoli bowiem szybko rozładować się energii  pola magnetycznego przekaźnika i momentalnie odpuścić styki. Pokazana na rysunku modyfikacja jest bardzo prosta i przekroczenie prądu natychmiast wyłącza przekaźniki. Trudno powiedzieć czy  pewnie chroni to FETy ale przeżyły one zwarcie wyjścia.  
Możliwe ze lepszym wyjściem byłoby trwale wyłączenie przekaźnika i zapalenie sygnalizacji awarii. Wzmacniacz wznowił by prace po ponownym włączeniu i usunięciu zwarcia wyjścia. Na rysunku pokazano stosowna modyfikacje.  

Filtry wyjściowe LC
Wyjściowe filtry LC  są rozbudowane. Autorowi nie udało się ustalić jakiego prototypu charakterystyki częstotliwościowej użyto przy projektowaniu filtru 6 rzędu. Ich odpowiedz impulsowa możemy obejrzeć podając na wejście niewielki, akustyczny, delikatnie  odfiltrowany dolnoprzepustowo ogniwem RC sygnał prostokątny. Widać silne, słabo tłumione  oscylacje po zboczach "prostokąta"  które zmniejszają się przy obciążeniu czysto rezystancyjnym 8 Ohm. Autor poczuł się bardzo niemile zaskoczony tym faktem.
Aby silne oscylacje wielkosygnałowe nie doprowadziły do zniszczenia elementów mocy za pierwsza indukcyjnością filtru L101 (wynosi ona  24uH) zastosowano parę diod D108 i D109 ograniczających napięcie w tym miejscu filtru do poziomu napięcia zasilania.
Z drugiej jednak strony sygnał akustyczny żadnych szerokopasmowych skoków nie zawiera  i praca z sygnałem akustycznym jest jak najbardziej czysta i poprawna.