Wzmacniacz. Autozerowanie ICL7106

Wzmacniacz. Autozerowanie ICL7106

  W układzie CMOS Intersil ICL7106 przetwornika A/D z podwójnym całkowaniem bezpośrednio sterującym wyświetlacz 3 /1/2 cyfry miernika zastosowano dwa wzmacniacze operacyjne CMOS jako bufor i integrator oraz komparator.

Dla pełnej dokładności przetwarzania czas okresu taktowania licznika musi być krótszy od czasu reakcji integratora ( pasmo wzmacniacza), komparatora, kluczy i układu sterującego. Z tego względu dla bardzo dużej rozdzielczości stosuje się potrójne lub wielokrotne całkowanie. Po normalnym decałkowaniu podaje się 1/10 lub 1/100 napięcia odniesienia dla przeciwnego kierunku ( bowiem z racji opóźnienia decałkowanie było odrobinkę za mocne) i dokładnie zeruje integrator. Skala 1/10 lub 1/100 łatwo pozwala uzyskać licznikami końcowy wynik. Produkowane są mierniki z całkującym przetwornikiem A/D o rozdzielczości 6 1/2 cyfry a więc ogromnej. Ich dokładność jest jednak znacznie mniejsza.

Warto zwrócić uwagę że w układzie z podwójnym całkowaniem dla jak najmniejszego przerzutu decałkowania powinno być ono zakończone natychmiast po detekcji zera przez komparator a nie dopiero na zboczu sygnału zegarowego. Automat sterujący ( State Machine ) musi być więc asynchroniczno – synchroniczny !

Z drugiej strony całkujący przetwornik A/D z taktowaniem 50 MHz może służyć w telefonii PCM.

Częstotliwość wbudowanego w ICL7106 taktującego generatora RC jest niewielka ponieważ wymagane są tylko 2-3 pomiary na sekundę ponieważ dane z wyświetlacza otrzymuje wzrokiem człowiek i częstsze pomiary są niecelowe a nawet szkodliwe. Niemniej identyczny funkcjonalnie ( w części A/D ) układ 7109 z interfejsem do mikrokomputera może być taktowany rezonatorem kwarcowy 3.59 MHz stosowanym w telewizji kolorowej systemu NTSC. Można spekulować że czas propagacji przez najprostszy inwerter w tej dość powolnej logice CMOS wynosi circa 10-20 ns.

Tranzystory MOS mają duże szumy typu 1/F czyli „szumy” i „dryft”. O parametrach wzmacniaczy operacyjnych w układzie ICL7106 wiadomo niewiele.

W układzie wzmacniacza operacyjnego CA3140 z wejściowymi tranzystorami P - MOS dryft temperaturowy typowego napięcia niezrównoważenia 2mV wynosi 5 uV/C a więc jest przyzwoity. Gęstość napięciowa szumu wynosi przy częstotliwości 10 KHz wynosi 12nv/pHz i niestety rośnie poniżej tej częstotliwości tak jak szum różowy.

Energia szumu różowego ( Flicker Noise stąd podwójny sens określenia 1/F ) jest taka sama a w każdej dekadzie czy oktawie. Wiele procesów naturalnych statystycznie przypomina szum różowy. Także mowa i muzyka. Jeśli chodzi o szum typu 1/F w tranzystorach to prowadzone długo - czasowe badania wskazują na to że szumy te istnieją nawet poniżej częstotliwości 1 milionowej Hz !

W Data Sheet do wzmacniaczy operacyjnych tylko czasem podaje się wartość szumów ( głownie 1/F) w przedziale 0.1-10 Hz. Natomiast szum poniżej częstotliwości 0.1 Hz jest już umownie (!) dryftem długoczasowym choć w rzeczywistości jest szumem typu 1/F.

W tranzystorach bipolarnych i JFet szum typu 1/F jest następstwem wad sieci krystalicznej krzemu i pułapek ładunku. Zatem należy się spodziewać że szumy te w nowych technologiach zostaną zmniejszone. W tranzystorach Mosfet są niestety jeszcze inne źródła tych szumów. Obecnie tranzystory Mosfet z podwójną bramką w zakresie od kilkudziesięciu MHz do circa 1 GHz we wzmacniaczach „wąskopasmowych” mają najniższe szumy ze wszystkich tranzystorów a przy tym są bardzo liniowe co czyni je w nowoczesnych głowicach TVC do sieci kablowych CATV bezkonkurencyjnymi !

Patrząc na schemat przetwornika A/D w ICL7106 trudno jest szczegółowo powiedzieć jak to Autozerowanie działa i z czego wynikają wartości elementów wokół integratora i jak je wyliczyć jeśli zakres przetwarzania ma być inny niż w katalogu podaje Intersil.

Bez krótkiego omówienia tematu filtrów niestety się nie obędzie.

Filtr ( dolnoprzepustowy, środkowoprzepustowy, górnoprzepustowy, środkowozaporowy ) ma przepuścić pożądaną informacje w pasmie przepustowym i zatrzymać niepożądane „zakłócenia”.

Obwody LC zastosowano w już w pierwszych radiowych lampowych odbiornikach i nadajnikach. W miarę rozwoju radiokomunikacji rosły wymagania na selektywność filtrów ale bardzo wysokie wymagania stworzyła rozwijająca się ( dalekosiężna ) telefonia nośna.

W projekcie filtru LC stosowano ogniwa „m” i „k” oraz dodatkowe ( wynikające z doświadczeń ) zalecenia co do lokowania zer filtrów. Projektowanie filtrów bardziej przypominało czarną magie niż racjonalny proces. Filtry były mocno nieoptymalne.

Najlepsze systemy telefonii nośnej powstawały oczywiście w Bell Laboratories ( dla prawie monopolistycznego mastodonta AT&T ) gdzie genialny Sydney Darlington zauważył że rozwinięta już teoria aproxymacji ( to jest dział matematyki ) może być użyta do matematycznego projektu prototypu charakterystyki filtru a transmitancja wprost daje się rozwinąć w drabinkę filtru LC i przetworzyć na wartości elementów LC. Gdy pojawiły się komputery opublikowano na przełomie lat 50/60 w opasłych tabelach wartości elementów LC różnych filtrów o charakterystyce – Butterwortha, Tschebyshewa I i II rodzaju, Bessela i eliptycznych. W Polsce nie ma takiej publikacji ! Projektowanie filtrów LC stało się skomputeryzowaną matematyką a nie czarami. Niestety w Polsce nadal są to czary z ogniwami m i k. Prosta transformacja pozwala też zaprojektować filtry mikrofalowe z odcinkami ścieżek ( zamiast elementów L i C ) na płytce drukowanej PCB.

W selektywnych filtrach LC stosowane są też rezonatory kwarcowe ale dopiero masowa produkcja technologią fotolitografii ( fotolitografia to też IC i PCB ! ) uczyniła je tanie i ogólnie dostępne. Systemy telefonii nośnej zaprojektowane w Bell Laboratories osiągnęły bardzo wysoki poziom technologii i doskonałości w pełni zaspokajając potrzeby telefoniczne w USA. Niestety kraje RWPG nie są w stanie tej wysokiej technologii opanować i stan telefonii jest rozpaczliwy.

Filtry LC, IF- pośredniej częstotliwości w czarno - białych odbiornikach telewizyjnych osiągnęły wysoki poziom doskonałości. Niestety ich nieliniowa charakterystyka fazy powoduje w telewizji kolorowej prześwity kolorowe i fałszowanie kolorów. Po dodaniu w filtrze częstotliwości pośredniej koniecznych korektorów fazy ( to też specyficzny filtr LC ) filtr zrobił się skomplikowany i trudny w strojeniu.

Nieliniowa charakterystyka fazy filtru IF – 10.7 MHz w odbiorniku UKF-FM powoduje zniekształcenia nieliniowe zdemodulowanego częstotliwościowo sygnału akustycznego. Dopiero filtry ceramiczne ( Japończycy mają praktycznie monopol produkcji ) dla 10.7 MHz IF – FM pozwoliły osiągnąć dobrą selektywność i małe zniekształcenia nieliniowe eliminując przy tym kłopotliwe strojenie filtrów LC. Filtry ceramiczne dla IF 465 KHz dostarczają selektywności na zakresach AM odbiorników radiowych. Filtry ceramiczne 5.5 / 6.5 MHz dla IF fonii stosowane są w odbiornikach telewizyjnych.

Filtry ceramiczne są ze swojej fizycznej natury rezonatorów „wąskopasmowe” i nie nadają się do IF – TVC. Rozwiązaniem są filtry z akustyczną falą powierzchniową produkowane znów... technologią fotolitografii jak układy scalone. Spełnienie wymagań dla telewizyjnego filtru IF jest trudne i ich tłumienie wynosi około 15 dB czyli jest wysokie. Liniowa charakterystyka fazowa filtru pozwala uzyskać doskonały obraz kolorowy i łatwo jest przesyłać cyfrowe informacje tekstowe Ceefax.

Filtry z falą powierzchniową mogą pracować aż do częstotliwości 1 GHz stanowiąc konkurencje dla filtrów LC ! Prosty filtr ma przy tym niewielkie tłumienie.

Na małe częstotliwości wygodniejsze od filtrów LC ( rozmiar elementów, dobroć indukcyjności i znaczny koszt ) są filtry aktywne RC.

W projektowaniu transmitancje filtru przedstawia się jako iloczyn wielomianów kwadratowych czemu w realizacji filtru odpowiada kaskadowe połączenie filtrów II rzędu. Im większa jest selektywność filtru tym większa dobroć kaskadowych filtrów składowych. Szybko zauważono że aktywne filtry RC mogą przy znacznej dobroci mieć bardzo dużą wrażliwość charakterystyki na zmiany wartości elementów RC. Stąd wyliczono dla filtrów funkcje wrażliwości ( są stabelaryzowane gotowe wzory bowiem obliczenia są skomplikowane ) dzięki którym można docelowo komputerowo zoptymalizować koszt filtru bowiem dokładne elementy RC są bardzo kosztowne. Czasem lepiej jest dać ( kwestia wyboru konfiguracji składowych filtrów drugiego rzędu ) więcej mało dokładnych i tanich elementów RC i wzmacniaczy operacyjnych niż ultradrogich precyzyjnych elementów RC i drogich ( i niedostępnych ) szerokopasmowych wzmacniaczy operacyjnych.

W systemach telefonicznych PCM po stronie „nadawczej” sygnał z mikrofonu ( za linią telefoniczną łączącą telefon z centralą lub koncentratorem PCM ) i za układem rozgałęziającym transhybryd podany jest do antyalisingowego filtru dolnoprzepustowego i dalej do przetwornika A/D. Próbki kodowane są 8000 tysięcy razy na sekundę. Zaprojektowanie odpowiednio selektywnego filtru aktywnego RC ze wzmacniaczami operacyjnymi jest trudne. Szczęśliwie BL w BSTJ podał szczegóły komputerowego projektowania i schemat gotowego układu. Odpowiednie filtry produkowane są jako układy hybrydowe. Rezystory hybrydowe są trymowane mechanicznie lub laserowo aby otrzymać pożądaną charakterystykę częstotliwościową.

USA i ZSRR na okrętach podwodnych długo trzymanych w tajemnicy pod wodą w pobliżu granic wroga mają gotowe do odpalenia rakiety z głowicami jądrowymi mogącymi momentalnie zniszczyć wroga. Istnieją systemy do przybliżonego śledzenia tych okrętów. Okręty podwodne okazały się groźną bronią w czasie II Wojny Światowej. Sygnały akustyczne z hydrofonów od wrogiego okrętu tradycyjnie analizowali ludzie na tropiącym okręcie podwodnym ale Ameryka zaprzęgła do tego programy komputerowe – to jest geneza cyfrowego przetwarzania sygnałów DSP ( Digital Signal Processsing ) Ale bardzo szybkie hardwarowe filtry cyfrowe są już produkowane. Stosowane są głownie w zaawansowanej technice radarowej ale nie tylko. Natomiast Bell opracował „procesor sygnałowy” ( jednym rozkazem programu szybko wykonuje hardwarowe mnożenie i sumowanie ) wykonujący miedzy innymi filtracje dolnoprzepustową zamiast dotychczasowych filtrów aktywnych ! Sygnał jest tylko słabo odfiltrowany prostym filtrem dolnoprzpustowym i dwukrotnie częściej próbkowany i selektywnie dolnoprzepustowo filtrowany i decymowany procesorem sygnałowym.

Wróćmy do układu ICL7106. Z artykułu w poważnym czasopiśmie dowiadujemy się że istnieje publikacja Intersil o Autozerowaniu no i oczywiście ochronne patenty. Jest ona autorowi niedostępna podobnie jak patenty. „Mądrej głowie dość dwie słowie”

Napięcie niezrównoważanie ( także dryft i szumy 1/F ) ma wzmacniacz operacyjny połączony jako wejściowy bufor – wtórnik, wzmacniacz integratora i komparator.

Komparator ma wejścia różnicowe i dowcipnie nie pokazano gdzie dołączone jest jego drugie wejście co wcale nie jest oczywiste. Załóżmy że dołączone jest do dodatniego wejścia wzmacniacza integratora.

Autozerowanie musi objąć te trzy niezrównoważenia osobno i razem.

Komparator w fazie Autozerowania pracuje liniowo w związku z czym ekwiwalentny jest jako jego transkonduktancja ( oczywiście jej odwrotność, wynosi ona rzekomo dla ICL7106 20kOhm ) rezystor z wyjścia integratora na jego ujemne wejście.

Poniżej jest strona o jednym z aktywnych środkowo-przepustowych filtrów RC. Załóżmy że rezystor R2 jest nieskończony co jest dopuszczalne. Rezystor R1 to Rint, R3 to transkonduktancja komparatora, Caz to C1 a Cint to C2.

Zatem w fazie AutoZero jest to filtr środkowoprzepustowy II rzędu ! Każdy filtr (bez zera ) jest zdefiniowany częstotliwością graniczną i dobrocią. Z nich wynika m.in. szybkość ustalania się odpowiedzi czasowej filtru !

Wartość rezystora Rint powinna być proporcjonalna do zakresu przetwarzania tak aby sygnał piłokształtny na wyjściu integratora miał stałą maksymalną amplitudę aby precyzyjnie pracował komparator.

Ze wzorów w tabeli wynika że częstotliwość i dobroć filtru przy zmianie Rint czyli zakresu pozostaną niezmienne gdy stała czasowa Rint x Caz pozostanie niezmienna.

I tak jest w przykładach podanych w katalogu Intersil !

Na jakiej zasadzie jedna akcja komparatora zeruje trzy niezrównoważenia ?

W zagadnieniu czasooptymalnym stojący samochód ma jak najszybciej dojechać do punktu B i tam stanąć. Prędkość to całka z przyśpieszenia, a położenie to całka z prędkości. Przyśpieszenie, prędkość i położenie to zmienne stanu. Optymalna sekwencje sterująca jest prosta – maksymalne przyspieszenie a potem maksymalne hamowanie. Hamowanie musi się rozpocząć we właściwym momencie aby nie stanąć przed celem lub za celem.

W normalnie pracującym układzie ICL7106 akcja autozerowania jest na oscyloskopie niewidoczna ale można celowo rozrównoważyć układ i obejrzeć przebieg w punkcie połączenia Rint, Caz i Cint. Per analogia jest przyspieszanie i hamowanie ! Finalnie na Caz jest różnica napięć niezrównoważenia bufora i integratora a na Cint różnica napięć niezrównoważenia bufora i komparatora.

Transkonduktancja komparatora dyktuje częstotliwość filtru środkowoprzepustowego ! Czas fazy AutoZerowania i częstotliwość filtru środkowoprzepustowego dobrano tak aby jak najmocniej odfiltrować i stłumić szumy typu 1/F.

Uzbrojeni w tą wiedzę możemy sobie użyć ICL7106 jak nam się tylko żywnie podoba.

W fazie autozerowania na Caz jest całka z prądu wyjściowego komparatora a na Cint suma całki i drugiej całki ( całki z całki ) prądu. Analogia od zmiennych stanu samochodu jest aż nadto widoczna.

Układ nie ma inteligencji. Przy przesterowaniu układu zbyt dużym mierzonym napięciem kondensator Cint nie jest (w przybliżeniu ) wyzerowany decałkowaniem bowiem czas dezintegracji był zbyt krótki. Przy tak potężnym zasymulowanym niezrównoważeniu wzmacniaczy i komparatora czas FAŁSZYWEGO autozerowania i wyjścia z nasycenia jest duży i irytujący.

Algorytm pracy ICL7106 winien być zmodyfikowany tak aby przedłużyć czas decałkowania a ono dodatkowo ma się kończyć natychmiast po sygnale komparatora bez czekania na zbocze generatora taktującego. Zatem sterująca State Machine musi być synchroniczno – asynchroniczna.

Możliwości rozbudowy funkcjonalnej układu ICL7106 są duże ale rozmiar układu DIL40 nie może być przekroczony w mierniku który ma mieścić się w ręce. Potrzebne są obudowy na większą ilość pinów